Heinz Schäfer (Hrsg.) und 48 Mitautoren Elektrische Traktions- und Hilfsantriebe für die Elektrifizierung und Hybridisierung von Kraftfahrzeugen „In jeder Industrie existieren unendlich viele Möglichkeiten. Wer aufgeschlossen ist, wird die Grenzen verschieben.“ Charles F. Kettering Dr.-Ing. Heinz Schäfer (Hrsg.) und 48 Mitautoren Elektrische Tr TT aktions- und Hilfsantriebe für die Elektrifizierung und Hybridisierung von Kraftfahrzeugen Mit 201 Bildern und 14 Ta TT bellen Haus der Te TT chnik Fachbuch Band 139 Herausgeber: Prof. Dr. Werner Klaffke · Essen Partner der RWTH Aachen und der Universitäten Duisburg-Essen Münster - Bonn - Braunschweig Bei der Erstellung des Buches wurde mit großer Sorgfalt vorgegangen; trotzdem lassen sich Fehler nie vollständig ausschließen. Ve VV rlag und Autoren können für fehlerhafte Angaben und deren Folgen weder eine juristische Ve VV rantwortung noch irgendeine Haftung übernehmen. 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ISBN 978-3-8169-3323-6 Bibliografische Information Der Deutschen Bibliothek Die Deutsche Bibliothek verzeichnet diese Publikation in der Deutschen Nationalbibliografie; detaillierte bibliografische Daten sind im Internet über http: / / / / w / / ww.dnb.de abrufbar. rr Bibliographic Information published by Die Deutsche Bibliothek Die Deutsche Bibliothek lists this publication in the Deutsche Nationalbibliografie; detailed bibliographic data are available on the internet at http: / / / / w / / ww.dnb.de Herausgeber der Reihe Prof. Dr. Werner Klaffke Geschäftsführendes Vorstandsmitglied des Hauses der Technik e.V. Die Konkurrenzfähigkeit einer rohstoffarmen Volkswirtschaft hängt ganz wesentlich vom Faktor „Wissen“ ab. Verbunden mit kreativem Gestaltungswillen wird aus Wissen Kompetenz. Kompetenzvermittlung ist der zentrale Aspekt des Hauses der Technik, die weit über 80 Jahre schon praxisorientiert und disziplinenüberschreitend durch Tagungen, Symposien, Seminare und Workshops qualitativ hochstehend dargestellt wird. Damit arbeiten wir an den Grundlagen für neue Produkte und Dienstleistungen, deren Vermarktung zu Innovationen und damit zu Wertschöpfung führen. Mehr als 70% der erfolgreichen Innovationen, ob inkrementell oder radikal, entstehen aus der Verknüpfung häufig bereits bekannter Elemente, weshalb es geradezu essentiell ist, akademische Schubladen zu verlassen und die Elemente der Kompetenzen intelligent und bedarfsorientiert zu kombinieren. Das geschieht in branchenübergreifenden Innovationsnetzwerken und Technologieclustern, die sich in neuen Wertschöpfungsketten zusammenfinden. Neue Elemente der Netzwerkbildung belebt durch die zunehmende Digitalisierung der Arbeitswelt gesellen sich zu den traditionellen Informationsquellen, zu denen auch die vorliegende Publikation gehört. Die bewährten befassen sich mit den wichtigen Themen der Technik, der Wirtschaft und angrenzender Gebiete, wie Medizintechnik, Biotechnik und neue Medien. Das Beste, das oft mühsam und mit viel Aufwand von den Veranstaltungsreferenten zusammengetragen wurde, wird damit einem größeren Fachpublikum zugänglich gemacht. Die dienen den Teilnehmern als nützliches Nachschlagewerk und anderen Interessenten beim Selbststudium zu beruflichem Nutzen und Erfolg. Sowohl in der Automobiltechnik als auch bei mobilen Maschinen im sogenannten „Non-Automotive“-Bereich schreitet die Elektrifizierung zügig voran. Dies trifft ebenso auf die Traktionsantriebe wie auf Hilfsantriebe zu. Um diese Tendenz weiter zu fördern, sollen in dem Buch weitere Entwicklungspotenziale der elektrischen Antriebstechnologie aufgezeigt werden, die zu kostengünstigen und wettbewerbsfähigen Lösungen führen können. Neben den bekannten „Hochspannungslösungen“ für Traktionsantriebe haben sich aber auch Lösungen im Spannungsbereich mit 48 V für Mildhybrid und Hochleistungs-Hilfsantriebe etabliert. Bei Traktionsantrieben, speziell bei Achsantrieben, ist ein Trend zu höheren Drehzahlen 15 000 rpm der elektrischen Maschinen erkennbar, was bei gegebener Leistung einer kleineren Baugröße der elektrischen Maschine entspricht. Ferner ist ein Trend zu „Hochstromkonzepten“ erkennbar, um die induktiven Spannungsabfälle innerhalb der Maschine im oberen Drehzahlbereich vergleichsweise klein zu halten, was eine höhere Leistungsausbeute in diesem Drehzahlbereich bedeutet. Der bereits seit einigen Jahren erkennbare Trend zu „integrierten“ Antriebseinheiten ist ungebrochen. Einhergehend mit solchen Lösungen gewinnt die gemeinsame Kühlung der Komponenten, speziell der Rotorkühlung der elektrischen Maschine an Bedeutung, mit dem Ziel, die Dauerleistung der Antriebseinheit zu erhöhen. Mit der Einführung der 48 V-Bordnetzspannung ist auch bei den Hochleistungs- Hilfsantrieben, wie Turbolader, Kompressoren, Pumpen, ein starker Trend zur Elektrifizierung erkennbar. Im Vordergrund stehen hier sogenannte „bedarfsgesteuerte“ Lösungen, die es ermöglichen, in kurzer Zeit von einem Ruhezustand den gewünschten Arbeitspunkt zu erreichen. Um zukünftig den dynamischen Anforderungen sowohl bei den Traktionsantrieben als auch bei den Hilfsantrieben gerecht zu werden, ist eine optimale Abstimmung des elektrischen Antriebs mit der entsprechenden Mechanik, wie Getriebe usw. sinnvoll, damit die geforderten Beschleunigungen mit einem kleinstmöglichen Drehmoment des Antriebes erreicht werden. Dies entspricht einem weiteren Kostensenkungspotenzial. Besonderer Dank gilt Herrn Bernd Hömberg vom Haus der Technik e.V. für die Vorbereitung der Veranstaltung sowie Frau Koranyi und Herrn Wippler vom expert verlag für die verlegerische Betreuung des Buches. Herzlichen Dank auch allen Mitautoren für ihre Bereitschaft einen Beitrag zu diesem Themenband zu liefern sowie allen, die zum Gelingen des Buches beigetragen haben. An dieser Stelle möchte ich mich besonders bei Frau Friederike Zinser von hofer eds bedanken, die mich bei den Vorbereitungen immer tatkräftig unterstützt hat. Würzburg, im Herbst 2015 Dr.-Ing. Heinz Schäfer Heinz Schäfer Jan Kohlhoff Johannes Teigelkötter, Alexander Stock, Stefan Staudt, Thomas Kowalski Thibaut Reuschlé, Albert Albers, Adam Babik, Andreas Schönknecht Joerg Mueller, Jens Liebold Daniel Sigmund, Magnus Böh, Andreas Lohner Volker Hartmann, Thomas Langner R. Chris Burns André Schäfer, Stefan Rühl Klaus Lang Hubert Rauh, Aaron Hutzler, Christoph Friedrich Bayer, Maximilian Hofmann Jakob Mooser Nils Stentenbach, Manuel Berg Gurakuq Dajaku, Dieter Gerling Marco Falco, Bastian Racky Martin Hüske, Malak Baydoun, Andreas Ruf, Thorsten Plum, Kay Hameyer, Stefan Pischinger Erwin Gößwein, Björn Fagerli, Marcus Podack, Hans Joachim Schröder Stefan Bartusch, Thomas Götze, Norbert Michalke, Uwe Schuffenhauer Thomas Schuhmann, Christian Schneider, Stephan Paul Heinz Schäfer In the following Contribution, the connections between the electric drive and the related mechanics will be described, in order to achieve an optimized acceleration behavior of the load for an electrical traction drive as well as for electrically driven auxiliary drives. The target is, to achieve the required acceleration behavior of the load with a minimized torque of the electrical drive. As well known, the required torque of an electrical machine determines the dimensions and the required current and therefore also the costs of an electrical drive. The described connections are well known for the calculation of optimized servo drives and it makes absolutely sense, to apply this knowledge also in automotive applications in order to achieve a so called “low cost” solution. In dem folgenden Beitrag werden die Zusammenhänge zwischen dem elektrischen Antrieb und der Mechanik beschrieben, um eine optimale Beschleunigung der Last für einen elektrischen Traktionsantrieb als auch für elektrisch angetriebene Hilfsantriebe zu erreichen. Das Ziel ist es hierbei, das geforderte Beschleunigungsverhalten der Last mit einem minimalen Drehmoment des elektrischen Antriebes zu erzielen. Wie bekannt, bestimmt das erforderliche Drehmoment der elektrischen Maschine die Baugröße und den Motorstrom und deshalb auch die Kosten für den elektrischen Antrieb. Die dargestellten Zusammenhänge sind für die optimale Auslegung von Servo- Antrieben seit längerem bekannt und sollten im Zuge der Elektrifizierung von Fahrzeugen ebenfalls Betrachtung finden, um die Kosten möglichst klein zu halten. Durch die zunehmende Elektrifizierung von Kraftfahrzeugen nehmen auch die Anforderungen, speziell bei dynamischen Applikationen, enorm zu. Die Kosten elektrischer Antriebe werden hauptsächlich durch die Typenleistung der verwendeten Motoren und der zugehörigen Leistungselektronik bestimmt. Es ist daher zweckmäßig, bei der Bemessung der Antriebe, die vorwiegend durch Beschleunigungsvorgänge belastet werden, der Optimierung der Lastbeschleunigung beson- 1 dere Aufmerksamkeit zu widmen, um bei gegebener Last die geforderte Beschleunigung mit einem möglichst kleinen und somit preisgünstigen Antrieb zu erzielen. Beispiele hierzu: - Hochdynamische Fahrzeugantriebe - Elektrische Aktuatorik, wie Lenkung usw. - Elektrische Turbolader- und Pumpenantriebe Es liegt nun nahe, dass Angaben über die Leistung, die Drehzahl eines Motors, die das Verhalten der Maschine im stationären Betrieb kennzeichnen, nur geringe Aussagekraft über die dynamische Leistungsfähigkeit haben können und dass bei der Bemessung von Beschleunigungsantrieben anders vorzugehen ist als beim Entwurf „durchlaufender“ Antriebe. Die folgende Abhandlung befasst sich mit Verfahren zur Bemessung von Antrieben mit hoher Dynamik. Ausgangspunkt für die Bemessung des Motors und des Getriebes ist das nachfolgende mechanische System. J L : Massenträgheitsmoment der Last M L : Stationäres Drehmoment der Last J M : Massenträgheitsmoment des Motors M M : Drehmoment des Motors i: Getriebeübersetzungsverhältnis (J G 0 kgm 2 ) (Verhältnis der motorseitigen zur lastseitigen Geschwindigkeit) Bewegungsgleichung: Lgef M Lget L L M i J i J M M / ) ( (1) Die Wahl des Motors und die Festlegung des Übersetzungsverhältnisses ist von Gl. (1) ausgehend schwierig, da diese Bezeichnung keine Trennung der Größen des Motors von den Parametern des Getriebes zulässt. Eine erste Abschätzung der erforderlichen Motorgröße ist jedoch aus zwei leicht aufgestellten Mindestforderungen zu gewinnen: 2 1. Das vom Antrieb erzeugte Drehmoment muss größer sein als das zur Beschleunigung der Last benötigte: Lgef L L M J M M i max (2) 2. Die Leerlaufbeschleunigung des Antriebs muss größer sein als die geforderte Lastbeschleunigung: Lgef M M M J i M i ) / ( / max max (3) Die Abschätzungen folgen aus Gl. (1), wenn dort jeweils nur einer der beiden Summanden berücksichtigt wird. Das zeigt, dass Gl. (2) und (3) zwar notwendige, aber keinesfalls hinreichende Bedingungen darstellen. Eine Forderung nur an die konstanten des Motors erhält man, wenn Gl. (2) und (3) multiplikativ zusammengefasst werden. Die neue hier auftretende kann Größe L Mmax wird im Englischen als power rate und im Folgenden wird diese Größe dynamisches Leistungsvermögen oder Lastbeschleunigungsvermögen genannt. 2 max Lgef L Lgef L M J M L (4) M M M M M J M M L / 2 max max max max (5) Der gezeigte Weg führt bereits zu einer erheblichen Vereinfachung der Bemessung, da die Größen des Motors getrennt und zu einer einzigen Kenngröße zusammengefasst werden konnte. Bei der Wahl des Motors nach dem durch Gl. (4) geforderten dynamischen Leistungsvermögen sind jedoch Reserven zunächst nicht abschätzbarer Größen vorzusehen, da die Beziehung (4) keine hinreichende Forderung darstellt. Nach der Wahl des Motors wird das Übersetzungsverhältnis des Getriebes so festgelegt, dass jede der Forderungen Gl. (2) und (3) erfüllt ist. Es liegt nahe, das Übersetzungsverhältnis so zu wählen, dass der Antrieb hinsichtlich beider Forderungen gleiche Reserven aufweist. Bei dieser Festlegung zeigen sich nun auch Unterschiede hinsichtlich der Eignung verschiedener Motoren mit gleichen dynamischen Leistungsvermögen für eine spezielle Aufgabenstellung. Wegen der Unzulänglichkeit der Forderungen Gl. (2) bis (4) ist eine Überprüfung des Ergebnisses unerlässlich, wobei nun die Größen J M und J L berücksichtigt werden können. Die Nachrechnung mit Gl. (1) zeigt, ob der Antrieb für den vorgesehenen Zweck unzureichend, angemessen oder überbemessen ist, ob also das beschriebene Vorgehen zum Ziel geführt hat oder wiederholt werden muss. Wenn das behandelte Bemessungsverfahren unbefriedigend genannt werden muss, so vor allem, weil es der Erfahrung des Einzelnen überlassen bleibt, welche Reserven für das dynamische Leistungsvermögen bei der Wahl des Motors nach Gl. (4) vorzusehen sind, und weil eine Richtlinie für die Festlegung des Übersetzungsverhältnisses fehlt, die bei gegebener Last und gegebenem Motor zu optimaler Lastbeschleunigung führt. 3 Bevor jedoch die Optimierung der Lastbeschleunigung unter Berücksichtigung des Lastdrehmomentes behandelt wird, sollen noch einige grundlegende Zusammenhänge um das dynamische Leistungsvermögen gezeigt werden. In der Literatur wird das dynamische Leistungsvermögen stets im Zusammenhang mit der Optimierung der Beschleunigungsverhältnisse bei Vernachlässigung des Lastdrehmomentes eingeführt. Wird in Gl. (1) M L = 0 gesetzt, kann die nachfolgende Beziehung für die Lastbeschleunigung gebildet werden: M L M Lgef M J J i i ² (6) Die Frage nach dem größtmöglichen Beschleunigungsvermögen führt nun auf die Extremwertaufgabe M L M M L M Lgef M J J i J i J J i dt d )² ² ( ² 2 ² 0 (7) Hierbei ist festzustellen, dass die Lastbeschleunigung bei dem hinsichtlich des Beschleunigungsverhältnisses, also bei Anpassung des Motors an die Last die Größe 2 / 1 ) / ( M L opt J J i (8) bzw. ) / ( 2 M L opt J J i (9) eine Maximierung annimmt mit der Größe 2 / 1 max 2 / 1 max ) / ( 5 , 0 ) / / ( 5 , 0 L M M L M Lopt J L J J M (10) Als wesentlich für das Folgende sei hier festgehalten, dass bei optimaler Wahl des Übersetzungsverhältnisses die auf die gleiche Getriebeseite bezogenen Trägheitsmomente von Motor und Last gleichgroß sind. Das bedeutet, dass sich das vom Motor erzeugte Beschleunigungsdrehmoment zu gleichen Teilen auf die Motor- und Lastträgheit aufteilt und dass die motorseitige Beschleunigung durch die angekuppelte Last auf die Hälfte der Leerlaufbeschleunigung verringert wird. Zahlenbeispiel: 10 100 4 400 04 , 0 4 04 , 0 , 4 2 2 opt M L i kgm J kgm J 4 Durch die obigen Aussagen werden einerseits die Forderungen (2) und (3) für den Fall M L = 0 zu notwendigen und hinreichenden Forderungen präzisiert. Darüber stehen mit Gl. (8) und mit der aus Gl. (10) abgeleiteten Forderung eindeutige Anweisungen für die Wahl des Motors und die Bemessung des Getriebes zur Verfügung. 2 max 4 Lgef L M J L (11) mit M M M J M L / 2 max max aus (12) Eine weitere Interpretation des Beschleunigungsvermögens L Mmax gewinnt man aus max max max max max max max max max ) ( M M M M M M M M P dt dP dt T d T dt d M L (13) Das Beschleunigungsvermögen gibt also an, mit welcher Änderungsrate die mechanische Leistung beim Beschleunigen ansteigt. Das erklärt die englische Bezeichnung „power rate“. Dementsprechend ist die Maßeinheit: s W s Nm L M ² max 5 Hier soll ohne Beweis angegeben werden, dass die vom Motor zur Last übertragene dynamische Leistung vom Lastdrehmoment unabhängig ist und auch bei M L 0 ein Viertel des dynamischen Leistungsvermögens des Motors beträgt. Somit erhält man die für die Bemessung entscheidende Forderung an das dynamische Leistungsvermögen des Motors mit. ) ( 4 2 max Lgef L Lgef L M J M L (14) Die Frage, wann das Lastdrehmoment von spürbarem Einfluss auf die Beschleunigungsverhältnisse ist, kann der Literatur [1] entnommen werden und soll nachfolgend dargestellt werden. Hier ist bemerkenswert, dass die Lage des Beschleunigungsoptimums vor allem durch das Vorzeichen des Lastdrehmomentes beeinflusst wird. Da das Maximum der Beschleunigung verhältnismäßig flach ist, stellt die genaue Einhaltung der Optimierungsbedingung keine sehr kritische Forderung dar. Weicht das realisierte Übersetzungsverhältnis i vom optimalen beispielsweise um den Faktor 2 ab, geht die Lastbeschleunigung nur auf 80% des optimalen Wertes zurück. Zahlenbeispiel: Elektrisches Allradfahrzeug m = 1200 kg, Beschleunigung von 0 auf 100km/ h in t a = 2,5s, max. Geschwindigkeit, V max = 200km/ h, Reifenradius R A = 0,3m, J M 0,2 ksm2 (Annahme). 6 Lösung: V max = 200 km/ h, V m = 100 km/ h 56 m/ s 28 m/ s Beschleunigung: 2 / 11 5 , 2 / 28 s m s s m t V a m Rad-Winkelgeschwindigkeit: 1 max max 187 3 , 0 / 56 s m s m V V R L Winkelbeschleunigung: 2 2 37 3 , 0 / 11 s m s m R a A Lgef Umrechnung Fahrzeugmasse m in Trägheitsmoment J LG : 2 2 2 2 2 108 3 , 0 1200 3 , 0 1200 kgm J m kg r m J LG R LG Fahrzeugträgheitsmoment pro Rad: 2 27 4 / 108 kgm J LR Optimale Getriebeübersetzung: rpm n n rpm f n f s i J J i M M R R R L opt M L opt 440 22 12 1870 1870 60 28 , 6 187 60 2 187 12 135 2 , 0 27 max max max 1 max 7 Dynamisches Leistungsvermögen pro Rad: 4 2 2 2 2 2 2 max 852 147 ) ( 37 27 4 4 s kgm s kgm J L gef L LR M Nm M M J M L M M M M 170 570 29 2 , 0 582 147 / max max 2 max max Anmerkung: Wie aus Bild 4 ersichtlich, würde bei einer kleineren, nicht optimalem Getriebeübersetzung von z.B. ca. i = 7 die Beschleunigung nur um etwa 20 % zurückgehen und die maximale Motordrehzahl auf ca. 13400 rpm, was sicherlich ein Vorteil aus Sicht der E-Maschine wäre. Falls generell die optimale Getriebeübersetzung größere Werte annimmt, die die maximale Motordrehzahl mit einem Getriebe ohne Schaltstufe überschreiten würde, ist es sinnvoll ein Getriebe mit einer Schaltstufe einzuführen. Zahlenbeispiel: i opt 20 Grundübersetzung i G 20 bis zur mittleren Geschwindigkeit von z.B. 100 km/ h Übersetzung mit Schaltstufe i = i G / 2 10 von der mittleren bis zur maximalen Geschwindigkeit von z.B. 200 km/ h. Ziel ist auch hier die maximale Motordrehzahl in Grenzen zu halten. 8 Bei einem mehrstufigen Zahnradgetriebe ergibt sich die Gesamtübersetzung u, das Verhältnis der Winkelgeschwindigkeiten des treibenden Gliedes zu der des getriebenen Gliedes, aus dem Produkt der einzelnen u K aller K Zahnradstufen (k =1, 2, …, K). u = u 1 u 2 ….. u K (15) Die Übersetzung der k-ten Stufe folgt aus den Zähnezahlen oder den Radien: Übersetzungen u = 4, …, 7 werden mit einstufigen, u = 8, …, 14 mit zweistufigen (K = 2) und u = 15, …, 35 mit dreistufigen Getrieben (K = 3) realisiert. Manchmal kommt es darauf an, das reduzierte Trägheitsmoment eines Zahnradgetriebes zu minimieren. Bei gleicher Aufteilung auf die einzelnen Stufen würden die Übersetzungen den Mittelwert annehmen. K k u u u m K k ..... , 2 , 1 (16) Für das Beispiel des im Bild skizzierten Zahnradgetriebes beträgt das reduzierte Trägheitsmoment bei K = 3 Stufen 2 3 2 2 1 3 2 2 1 2 1 1 ) ( u J u u J J u J J J J R r R r R r red (17) Werden die Übersetzungen aller Stufen gleichgroß gewählt, wird das reduzierte Trägheitsmoment nicht minimal. Es ist ein minimales reduziertes Trägheitsmoment J red berechenbar, wenn formuliert werden kann, wie J red von den Übersetzungen abhängt. 9 Dazu werden hier folgende Annahmen über die Abhängigkeit von Breiten b und Radien r in den jeweiligen Getriebestufen getroffen: 1. Die Trägheitsmomente der einzelnen Zahnräder sind der Breite und der p-ten Potenz der Radien proportional: P k P k k P k k Rk P k k rk r u b R b J r b J , (18) 2. Der Exponent p hängt von der jeweiligen konstruktiven Form ab und ist eine Zahl aus dem Bereich zwischen 4 (bei Vollmaterial) und etwa 3, wenn die Masse des Zahnkranzes überwiegt (Leichtbauweise). 3. Die Zahnbreiten und die kleinen Radien sind proportional der dritten Wurzel aus den Torsionsmomenten der betreffenden Stufe: ab an an an an an M M u M u u u T M u u T M u T M T 3 2 1 3 2 1 2 1 1 0 ; , (19) Mit diesen Annahmen kann man folgende Abhängigkeiten der Trägheitsmomente der Zahnräder von den Übersetzungen finden: rk P k P K P K RK P K rk J u T u J T J 3 1 1 3 1 1 , (20) Es ergibt sich also 3 1 1 1 3 0 1 1 2 ) ( P r P r r u J T T J J (21) 3 2 1 2 1 1 3 2 3 1 1 1 2 1 1 1 ) ( , P P r R P P r R P r R u u u J J u u J J u J J (22) Setzt man diese Ausdrücke in Gl. (12) ein, erhält man folgenden Ausdruck für das reduzierte Trägheitsmoment, der von den beiden Optimierungsvariablen u 1 und u 2 abhängt: 3 2 1 2 1 2 3 5 2 1 2 2 3 5 1 3 5 1 2 1 1 ) ( ) ( 1 P p p P P P P r red u u u u u u u u u J J (23) Das reduzierte Trägheitsmoment wird bei gegebenen Werten einer Gesamtübersetzung u minimal, wenn der Ausdruck in der eckigen Klammer zum Minimum wird. Jedem der Summanden entspricht der Anteil eines Zahnrades. Wenn die Übersetzungen alle gleich groß sind, so ergibt sich folgender Ausdruck: 3 16 5 3 10 2 3 11 4 3 5 2 1 1 P m P m P m P m P m r red u u u u u J J (24) 10 Bei einer optimalen Lösung nehmen die Übersetzungen von der ersten bis zur dritten Stufe zu. Dies ist physikalisch darin begründet, dass das Trägheitsmoment der schnelllaufenden Welle den größten Einfluss hat. Man kann diese Tendenz der zunehmenden Übersetzungen als Regel zur Auslegung von Zahnradgetrieben mit möglichst kleinem, reduziertem Trägheitsmoment auffassen und nutzen. Zahlenbeispiel: 1. Dreistufiges Getriebe mit u = 8 , P = 4, u 1 = 1, u 2 = 2, u 3 = 4 11 1 r red J J 2. Dreistufiges Getriebe mit u = 8, P = 4, u 1 = 4, u 2 = 2, u 3 = 1 50 1 r red J J 3. Einstufiges Getriebe mit u = 8, P = 4, u 1 = 8 65 1 1 2 1 1 r red P r red J J u J J Beim Zahlenbeispiel 1 beträgt das auf die Motorwelle reduzierte Trägheitsmoment nur ca. 1/ 6 des reduzierten Trägheitsmomentes nach Zahlenbeispiel 3. [1] Grotstollen, H.: Zusammenhänge und Kennwerte bei der Bemessung beschleunigungsoptimaler Antriebe. ETZA - Bd.95 (1974) H.12 [2] Dresig, H.: Schwingungen mechanischer Antriebssysteme, 2. Auflage Springer Verlag 2006 11 Jan Kohlhoff The 48 volt mild hybridization offers a promising opportunity for the transition from the conventional drive with combustion engine to a fully electrical vehicle. Selected electrical drive components are used to achieve the usage of the combustion engine in an efficient sector. As with the presented prototype vehicle the intelligent integration of an electrical axle (e-axle) and a belt starter alternator (BAS) leads to an increased system efficiency especially in the lower speed range. In addition, the usage of the e-axle for torque vectoring increases the lateral vehicle dynamics and stability and, thus, ensures and increases the sportive character of the presented concept car at the same time. Furthermore, the functional safety demands were realized in the software development project by using correlating processes and the prototyping control unit PROtroniC as the with an integrated safety concept. Die 48-Volt-Mildhybridisierung gilt als vielversprechender Ansatzpunkt auf dem Weg vom klassischen Antrieb mit Verbrennungsmotor hin zu einem reinen Elektrofahrzeug. Elektrische Antriebskomponenten werden dabei gezielt eingesetzt, um den bestehenden Verbrennungsmotor in einem effizienten Bereich zu betreiben. So auch in dem hier beschriebenen Prototypen, in dem eine elektrische Hinterachse (E- Achse) und ein Riemen-Starter-Generator (RSG) zu einer Steigerung des Systemwirkungsgrads vor allem im niedrigen Geschwindigkeitsbereich beitragen. Die E- Achse wird darüber hinaus zum aktiven Torque Vectoring eingesetzt und trägt dadurch zur Steigerung der querdynamischen Agilität und Stabilität bei. Damit erhält und steigert sie gleichzeitig den sportlichen Charakter des vorgestellten Konzeptfahrzeugs. Der Anspruch hinsichtlich Funktionaler Sicherheit konnte im Softwareentwicklungsprojekt durch den Einsatz entsprechender Prozesse und des Prototypen- Steuergeräts PROtroniC als mit integriertem Sicherheitskonzept mit vertretbarem Aufwand realisiert werden. 12 Auf dem Weg vom klassischen Antrieb mit Verbrennungsmotor hin zu einem reinen Elektrofahrzeug mit Batterie bietet die 48-Volt-Mildhybridisierung einen vielversprechenden Ansatzpunkt. Als Niedervoltsystem steht sie dabei für einen kostengünstigen Einstieg in die Welt des Hybridantriebs, dessen „klassische“ Hochspannungsvarianten (Spannungsniveau von 300 bis 400 Volt) sich durch teure Komponenten und aufwendige Sicherheitsmaßnahmen für das Fahrzeug und den Service- und Reparaturbetrieb auszeichnen. Aufgrund der geringeren, verfügbaren elektrischen Leistung im Vergleich zu einem Hochvoltsystem, steht bei einem 48-Volt-System, wie es in dem hier vorgestellten Projekt zum Einsatz kommt, nicht das elektrische Fahren im Vordergrund, sondern vielmehr eine Steigerung der Effizienz des herkömmlichen Antriebs im niedrigen Geschwindigkeitsbereich. Dies wird durch gezieltes Einsetzen der elektrischen Antriebskomponenten (E-Achse, RSG) erreicht. Im Kontext Querdynamik bedeutet der Einsatz von Leichtlaufreifen einen deutlichen Verlust an Agilität und Stabilität im Grenzbereich. Im höheren Geschwindigkeitsbereich wirkt diesem das aktive Torque Vectoring entgegen, sodass über das geänderte Antriebskonzept zusätzlich zur Effizienzsteigerung auch der sportliche Charakter des Fahrzeugs erhalten bleibt. Im Vergleich zum herkömmlichen ESP oder zu der Verwendung eines herkömmlichen Sperrdifferentials kann in einer zu stabilisierenden Situation die entstehende kinetische Energie des schlupfenden Rades mittels Rekuperation in die Batterie zurückgespeist werden. Im Vergleich zum Sport-ESP kann ein erhöhtes, aber trotzdem stabiles, Einlenkverhalten erzielt werden, da über die Einprägung des Differenzmomentes auf das Ausgleichskegelrad im Differential das kurvenäußere Rad beschleunigt und das kurveninnere Rad abgebremst wird. Mit dem Konzeptfahrzeug „System 48 V“ hat der Schaeffler Konzern die Praxistauglichkeit und das Potenzial des oben beschriebenen Antriebskonzepts demonstriert. Basis ist ein serienmäßiger Audi TT 2.0 TFSI Quattro DSG. In diesen wurde eine auf das 48-Volt-System angepasste Hochvolt-Elektroachse des Konzerns mit integriertem elektromechanischen Torque Vectoring an der Hinterachse eingebaut (Bild 1). Als Motor wird eine existierende Asynchronmaschine aus einem Riemen-Starter- Generator verwendet und es kommt ein Zweigang-Getriebe zum Einsatz. Zusätzlich wird eben dieser Riemen-Starter-Generator im Riementrieb des Verbrennungsmotors verbaut, wodurch dieser nicht nur die Lichtmaschine ersetzt, sondern auch einen wesentlichen Teil des Antriebskonzepts darstellt. Zusätzlich ersetzt er den herkömmlichen Anlasser, was sich in einem deutlichen Komfortgewinn in Bezug auf den Motorstart äußert. Dies spielt vor allem im Hinblick auf den Übergang vom elektrischen Fahren hin zum Verbrenner gestützten Vortrieb eine wesentliche Rolle. 13 Der konstruktive Aufbau mit elektrischer Hinterachse folgt der Idee, die Momentverteilung so vorzunehmen, dass eine einzige elektrische Maschine genutzt werden kann. Dazu wird die Struktur des Zweigang-Getriebes sowohl für den Antrieb als auch für die Drehmomentverteilung genutzt (Bild 2). Das Zweigang-Getriebe mit Torque Vectoring-Funktion kann mit einem Planetendifferenzial ebenso wie mit einem Standard-Kegelraddifferenzial kombiniert werden. Im Konzeptfahrzeug wurde das serienmäßige Kegelraddifferential durch ein Planetendifferenzial ersetzt, um Bauraum zu gewinnen. Die Schaltung zwischen den drei Planetenradsätzen erfolgt sequentiell mit einem einzigen Aktuator, was die Komplexität der Schaltung und Kosten reduziert. Ein derartiges Betätigungskonzept bietet zudem weitere Vorteile im Hinblick auf die Funktionale Sicherheit, weil die Gefahr der Fehlschaltung (Doppelschaltung) reduziert werden kann. 14 Die Übersetzung des Getriebes im ersten Gang ist so hoch gewählt, dass auch mit der kleinen E-Maschine ein ausreichendes Anfahrmoment von mindestens 1.000 Nm zu erreichen ist. Dadurch kann im niedrigen Geschwindigkeitsbereich von 0 bis 20 km/ h rein elektrisch gefahren werden, mit Fokus auf die Bereiche Anfahren und Rangieren, was einen deutlichen Komfortgewinn bedeutet. Im Hinblick auf die Effizienz des Verbrennungsmotors weist ein Bereich niedriger Lastanforderung einen schlechten Wirkungsgrad auf. Dieser kann somit über das ergänzte System rein elektrisch überwunden werden. Anschließend wird vom ersten in den zweiten Gang gewechselt, der eine weitaus geringere Übersetzung aufweist. In einem Geschwindigkeitsbereich von ungefähr 20 bis 70 km/ h, der vor allem den innerstädtischen Betrieb umfasst, stehen aktives Segeln, Boosten und elektrische Rekuperation im Fokus. Wesentliche Anwendung findet in diesem Geschwindigkeitsbereich die intelligente Lastpunktverschiebung mithilfe des RSG. Vom zweiten Gang aus ist nach Durchlaufen einer erneuten Neutralstellung eine dritte Getriebestufe implementiert. Der koaxiale Einbau des E-Differenzials zur Fahrzeugachse gewährleistet die Torque Vectoring-Funktionalität, d. h. die aktive Drehmomentenverteilung in Querrichtung. Der Kraftfluss erfolgt nun unter anderem über das mittlere Planetenrad, das sowohl mit dem Differenzialkorb als auch mit einer der Seitenwellen verbunden ist. Durch das vom Elektromotor aufgebrachte Moment werden die Seitenwellen gegeneinander „verdreht“, es wird mithin eine Drehzahldifferenz erzwungen. Ohne Aktivierung des Stellmotors wird kein Differenzmoment aufgebracht. Die Radmomente sind identisch und der Stellmotor stützt kein Drehmoment ab. Das aktive Differenzial verhält sich im deaktivierten Zustand wie ein konventionelles Differenzial mit einem erhöhten Sperrwert aufgrund der Massenträgheitsmomente des Koppelgetriebes, der aktiven Stufe und des Stellmotors. Durch die gegebene Möglichkeit der aktiven Drehmomentenverteilung in Querrichtung entstehen folgende Vorteile: erhöhte Traktion z. B. bei Schnee oder Regen, wenn die Reibbeiwerte der beiden Räder ungleich sind, gesteigerte Agilität z. B. bei Kurvenfahrten, wenn durch gezielte Momentverteilung das Einlenkverhalten gesteigert werden kann, gesteigerte Sicherheit in querdynamischen Grenzsituationen, wenn durch gezielte Momenteinstellung dem Über- oder Untersteuern entgegengewirkt werden kann und gesteigerter Fahrkomfort z. B. durch die Neutralisierung des Einflusses von starken Seitenwinden auf das Fahrzeug. Mit einem solchen System sind Drehmomente von bis zu 1.200 Nm (Spitze) und 800 Nm (Dauermoment) zu erreichen, was den heute im Markt bereits etablierten hydraulischen Systemen entspricht. Dabei ist zu betonen, dass die Stellung „Torque Vectoring“ unabhängig von der tatsächlichen Fahrzeuggeschwindigkeit, also auch bei Stillstand geschaltet werden kann. Der wahlweise Einsatz des Torque Vectoring oder des elektrischen Antriebs kann automatisch durch entsprechende Algorithmen in Abhängigkeit von der Fahrzeuggeschwindigkeit sowie weiteren Eingangsgrößen erfolgen [1]. 15 Für das Projektteam stand die schnelle Umsetzung von steuerungs- und regelungstechnischen Funktionen sowie deren Test am realen Objekt mittels Rapid Control Prototyping (RCP) im Vordergrund. Zentraler Baustein der Entwicklungsumgebung ist die Prototyping-Plattform PROtroniC TopLINE von Schaeffler Engineering, da diese neben der notwendigen Leistungsstärke vor allem auch Freiheitsgrade für die Anpassung der Ein- und Ausgabeschnittstellen bietet [2]. Ein weiterer Vorteil ist die höhere Abstraktionsebene bei der Implementierung, da so für das Konzeptfahrzeug in Simulink ® entwickelte und validierte Systemmodelle als Basis für die Softwareentwicklung verwendet werden können. Mittels Autocodegenerierung können der C- Code und mit dem automatisierten Build-Prozess die zum Flashen und Applizieren notwendigen Dateien erzeugt werden. Somit sind eine schnelle Erprobung und kurze Entwicklungszyklen möglich. Das Prototyping-Steuergerät übernimmt im 48-V-Konzeptfahrzeug als Hybrid Control Unit (HCU) auch die Ansteuerung der Nebenaggregate, wobei aufgrund der integrierten Signalkonditionierung und Leistungsendstufen keine weiteren externen Module notwendig sind (Bild 3). Durch den Einsatz von programmierbaren Logikbausteinen, sogenannten FPGAs (Field Programmable Gate Arrays), besteht die Möglichkeit, die Parameter (z. B. Offset, Schwellen oder Hysterese) für jeden Eingang individuell einzustellen. Die gleiche Einstellbarkeit gilt auch für die Ansteuersignale der Ausgänge. Ein großer Vorteil der Verwendung der Prototyping-Plattform-Variante zeigt sich in dem integrierten 3-Ebenen-Sicherheitskonzept, welches im Wesentlichen auf dem „Standardisierten E-Gas-Überwachungskonzept“ [3] beruht. Von diesem wurden die Definition eines sicheren Zustands, das Prüfungskonzept und das 3-Ebenen-Prinzip (Bild 4) übernommen. 16 Ebene 1 wird als „Funktionsebene“ (E1) bezeichnet und beinhaltet u. a. Mess- und Steuerfunktionen der Applikation und des Betriebssystems, Komponentenüberwachungen, Diagnose der Ein- und Ausgangsgrößen und Steuerung der Systemreaktionen im erkannten Fehlerfall. Ebene 2 wird als „Funktionsüberwachungsebene“ (E2) bezeichnet. Mit ihr kann ein fehlerhafter Ablauf der Funktionssoftware in E1 ermittelt werden. Dazu werden z. B. die berechneten Momente oder die Fahrzeugbeschleunigung überwacht und im Fehlerfall entsprechende Systemreaktionen ausgelöst. Ebene 3 wird als „Rechner-Überwachungsebene“ (E3) bezeichnet und umfasst ein vom Funktionsrechner unabhängiges Überwachungs-Modul. Dieses testet mittels eines Frage-Antwort-Verfahrens die ordnungsgemäße Abarbeitung der Programmbefehle des Funktionsrechners sowie die Laufzeitumgebung von E2. Im Fehlerfall erfolgt die Auslösung von Systemreaktionen unabhängig vom Funktionsrechner. Während E3 anwendungsunabhängig und nicht frei konfigurierbar ist, gilt für E1 und E2 das genaue Gegenteil. Beide müssen aufgrund der anwendungsbezogenen Umsetzung von Steuerungsaufgaben, Diagnosen und Fehlerreaktionen frei programmierbar sein. Im Vergleich zu Serienanwendungen ist bei RCP-Anwendungen die Gruppe der sicherheitsrelevanten I/ Os (Inputs/ Outputs) nicht fix oder auf einige wenige beschränkt. Daher muss im Fehlerfall bei einem RCP-System ein Großteil der I/ Os in einen sicheren Zustand überführbar sein. Daraus ergibt sich u. a. auch, dass grund- 17 sätzlich zwischen dem sicheren Zustand des Systems und dem sicheren Zustand der Anwendung zu unterscheiden ist. Eingangsseitig haben E1 und E2 Zugriff auf alle Signale und Funktionen der API (Application Programming Interface). Ebenso kann über beide Ebenen auf die Ausgänge und die Kommunikationskanäle zugegriffen werden. Die dem sicheren Zustand zugehörigen Ausgänge werden erst nach Verifikation aller Systemprüfungen und Freigabe durch das Überwachungsmodul innerhalb der Aktuator-Kontrolle freigegeben. Im Fehlerfall besteht aus allen drei Ebenen die Möglichkeit, das System durch Aktivierung der Abschaltpfade in einen sicheren Zustand zu versetzen. Dabei ist die Art und Weise, wie das System in einen sicheren Zustand überführt wird, abhängig von der Fehlerart sowie der Anwendung und den damit verbundenen Anforderungen. Für das Sicherheitskonzept der PROtroniC TopLINE FS-Variante wurden daher mehrere Fehlerreaktionsklassen (Abschaltpfade) implementiert, die sich bzgl. der Reaktionszeit und des Umfangs der auszuführenden Funktionen unterscheiden. Für Analyse- und Diagnosezwecke ist es bei einem RCP-System zudem von Vorteil, wenn bestimmte Sicherheitsfunktionen temporär abgeschaltet werden können. Gerade in frühen Entwicklungsphasen lässt sich so die Fehlerursache schneller ermitteln, z. B. bei einer Laufzeitblockade oder einem Adressierungsfehler. Selbstverständlich ist die Abschaltung der Sicherheitsfunktionalität nicht während der Laufzeit möglich und gegen Fehlbedienungen abgesichert. Das hier beschriebene 3-Ebenen- Sicherheitskonzept der PROtroniC TopLINE ist nur ein Baustein von mehreren Maßnahmen, um die Systemsicherheit zu erhöhen. Ob bzw. inwieweit ein System im Sinne der Funktionalen Sicherheit „sicher“ ist, muss letztendlich über eine Bewertung der gesamten Applikation erfolgen und durch den Anwender sichergestellt werden. Der Softwareentwicklungsprozess lässt sich im Allgemeinen in verschiedene Phasen einteilen. Zunächst werden auf Basis von Anforderungen auf Fahrzeugebene (intern wie extern), unter Berücksichtigung von Voruntersuchungen in Fahrzeugsimulationen sowie auf der Grundlage von CAN Spezifikationen und Anforderungen aus dem Bereich Funktionale Sicherheit und Diagnose die Anforderungen an die Funktionssoftware entwickelt. Unter Berücksichtigung der vorhandenen Rahmenbedingungen wird die generelle Softwarearchitektur in Modulen aufgestellt. Dazu zählt sowohl die Software Design Spezifikation als auch eine Zuordnung der aufgestellten Systemanforderungen zu den einzelnen Modulen. Durch die modulare Softwarearchitektur und ein konsequentes Schnittstellen- Management wurde sichergestellt, dass mehrere Entwickler problemlos parallel an dem Projekt arbeiten konnten. Schnittstellenfehler wurden durch die genaue Beschreibung der Modulschnittstellen im Rahmen der Spezifikation und eine automatisierte Generierung der Schnittstellenmodelle für die Modulentwicklung verhindert. Nach der modellbasierten Implementierung der Module und der automatisierten Codegenerierung mit TargetLink ® wurde im Rahmen der Modultests zuerst das Modell gegen die Anforderungen getestet. Nach erfolgreichem Test erfolgte ein Back-to- 18 Back-Test, um sicherzustellen, dass sich der automatisch generierte C-Code identisch zum Modell verhält. Hierzu wurde die Möglichkeit des Codegenerators genutzt, um in der gleichen Simulationsumgebung die Ergebnisse des Model-in-the-Loop- Tests (MIL) mit denen des Software-in-the-Loop-Tests (SIL) zu vergleichen. Neben den Tests wurden sowohl die Anforderungsdokumente und Spezifikationen als auch das Modell gereviewt. Durch die modulare Softwarearchitektur ist es möglich, sicherheitskritische Funktionen durch einen erhöhten Review- und Testaufwand besser abzusichern, ohne dass dieses für die gesamte Software notwendig ist. Die Integration der Module erfolgte modellbasiert in einem Integrationsmodell. Diese Vorgehensweise ermöglicht dem Anwender einen besseren Überblick über die Gesamtsoftware und damit eine einfachere Fehlerdetektierung, sodass die Optimierung einzelner Funktionalitäten, d. h. innerhalb einzelner Module, vorgenommen werden kann. Es konnte somit die vorhandene Build-Umgebung so genutzt werden, dass eine durchgehende modellbasierte Entwicklungskette vorliegt. Die modular aufgebaute Softwarearchitektur (Bild 5) hat in ihrer Gestaltung den wesentlichen Vorteil, dass nicht nur unabhängig von den zur Verfügung stehenden Schnittstellen (Komponenten) die eigentliche Kernfunktionalität ( ) in unterschiedlichen Projekten zu einem hohen Grad identisch übernommen werden kann. Das gewählte I/ O-Konzept und der Einsatz einer Abstraktionsebene der Hardware (AHal) als Zwischenebene zwischen Hard- und Software ermöglicht auch eine vom Steuergerät unabhängige Modellierung der Funktionssoftware. Somit ist die Entwicklungsumgebung losgelöst vom später verwendeten 19 Steuergerät, das beispielsweise eine MicroAutoBox von dSPACE oder aber auch ein anderes Steuergerät sein kann. Der Ansatz einer modularen Strukturierung findet sich allerdings nicht nur auf oberster Ebene wieder. So führt des Weiteren eine vereinheitlichte Schnittstellendiagnose aller Analog-, Digital- oder CAN-Eingänge dazu, dass das System ohne merklichen Aufwand um neue Ein- und Ausgänge erweitert werden kann. Die funktionale Ebene ( ) der Gesamtsoftware besteht im Wesentlichen aus vier Gruppen: Input, Functional Software (General Value Determination, Functionality), Error Handling und Output. Die einzelnen Gruppen sind wiederum in Komponenten und Module unterteilt. Diese sind in sich geschlossen entwickelt, getestet und freigegeben worden, sodass eine Verwendung jedes entwickelten Moduls projektübergreifend möglich ist. Die Architektur der und -Gruppe bildet den Rahmen für die eigentliche Funktionssoftware und wurde unter Berücksichtigung der angeschlossenen Komponenten entwickelt. Die Module der -Gruppe lesen die Eingangssignale ein, wandeln diese in physikalische Größen und plausibilisieren sie gegen Wertebereichsfehler, CAN Timeouts und so weiter. Im Fehlerfall wird neben dem Ausgeben einer Backup Größe das entsprechende Quality Signal gesetzt. Dadurch erhalten nachgelagerte Module Informationen über die Qualität des genutzten Signals und können so ihre eigene Strategie anpassen. Die Funktionssoftware ( ) beinhaltet das in sich gekapselte Funktionskonzept der gesamten Fahrzeugstrategie sowie die . Diese Gruppe bestimmt systemrelevante globale Größen, die modulübergreifend genutzt werden. Dazu gehören beispielsweise die Fahrzeuggeschwindigkeit über Grund, wichtige Querdynamikgrößen, wie z. B. der Schwimmwinkel, als auch situationsabhängige Limitierungen der angeschlossenen Komponenten. Des Weiteren werden Systemgrößen ermittelt und plausibilisiert, die nicht nur auf einem Sensorwert basieren (z. B. Fahrpedal). Einen wesentlichen Bestandteil der Funktionssoftware bildet die Bestimmung des Antriebsmoments, ausgehend vom Fahrerwunschmoment über das Fahrpedal, das über system- und komponentenbasierende Limitierungen beschränkt wird, sowie die Querdynamikregelung (Torque Vectoring). Ein Kernelement ist ebenfalls die intelligente Momentenverteilung auf die angeschlossenen Aggregate, zu welcher unter anderem die Hybridstrategie und der Momentenmanager zählen. Aber auch Ansteuerkonzepte von Nebenaggregaten, die beispielsweise über ein intelligentes Thermomanagement gesteuert werden, oder die Ansteuerstrategie des DC/ DC- Wandlers sind hier umgesetzt. Die Statussignale der Input-Diagnose werden im zusammengeführt und miteinander verknüpft. Auf Basis von ermittelten Fehlern des Hybridsystems 20 werden weitere funktionale Überprüfungen durchgeführt und ein Fehlerstatus bestimmt. Dieser bildet die Grundlage für das Eingreifen des welches sich beispielsweise in einer Momentreduzierung oder Geschwindigkeitslimitierung äußert („ -Modus). Die Module der -Gruppe setzten die physikalischen Signale in die notwendigen Ansteuersignale, z. B. PWM, um. Die Hauptfunktionalität der HCU wird durch die Fahrstrategie abgebildet, die ein Antriebsstrang-Momenten-Management darstellt. Basierend auf aktuellen Systemgrößen wie der Fahrzeuggeschwindigkeit und dem aktuellen Fahrer-Input wird das Fahrerwunschmoment als gesamtes Radmoment von der HCU bestimmt. Dies geschieht in Abhängigkeit der gegebenen Fahrsituation (Kriechen, Beschleunigen, Bremsen). Eine Kernfunktion der HCU besteht darin, die ermittelte Momentenanforderung auf den Verbrennungsmotor und die elektrischen Antriebskomponenten (E-Achse, RSG) aufzuteilen. Die zugrunde liegende Verteilungsstrategie ist über die (Bild 6, Bild 7) abgebildet, die den momentanen Arbeitspunkt des Verbrennungsmotors als auch der E-Achse berücksichtigt, und maßgeblich über die Anforderung des Fahrpedals beeinflusst wird. Dies geschieht jederzeit mit dem Ziel, den Systemwirkungsgrad möglichst hoch zu halten, indem der Verbrenner und der elektrische Antrieb in einem möglichst optimalen Arbeitspunkt betrieben wird, um Kraftstoff einzusparen und die CO 2 Emission niedrig zu halten. In Abhängigkeit vom Ladezustand der 48-V-Batterie und dem aktuell gewählten (Eco, Sport) unterscheidet die Strategie generell zwischen den zwei Vorgehensweisen und wobei in diesem Projekt aufgrund der zur Verfügung stehenden Leistung und Batteriekapazität nur die „ -Strategie relevant ist Im „ -Modus wird die gespeicherte elektrische Energie verwendet, um den Kraftstoffverbrauch zu minimieren. In Fahrsituation mit geringer Lastanforderung wird der Verbrenner ausgeschaltet und das Fahrzeug fährt rein elektrisch (z. B. Rangieren, aktives Segeln). Nur bei hohen Momentanforderungen wird der Verbrenner gestartet. Die Momentverteilung erfolgt daraufhin unter dem beschriebenen Ansatz, den Verbrenner in einem möglichst optimalen Punkt zu betreiben. Das resultierende Deltamoment wird dann vom E-Motor umgesetzt. Der „ “-Modus hat im Wesentlichen das Ziel, den Verbrennungsmotor in einem möglichst optimalen Arbeitspunkt zu betreiben, sodass der spezifische Kraftstoffverbrauch weitestgehend gering ist. Mit Blick auf das Bild 6, in welchem der spezifische Verbrauch eines Verbrenners über dem geforderten Moment abgebildet ist, zeigt sich deutlich der geringe Wirkungsgrad bei geringen Lastanforderungen. Aus diesem Grund wird die E-Achse in einem Geschwindigkeitsbereich kleiner 20 km/ h dazu genutzt, rein elektrisch zu fahren (vor allem bei Start-Stop Situationen und Rangieren). 21 Im Parallelbetrieb, hauptsächlich im mittleren Geschwindigkeitsbereich während geringer Lastanforderung (konstante Geschwindigkeit), was den innerstädtischen Betrieb umfasst, wird über eine intelligente positive Lastpunktverschiebung (LPS) mithilfe des RSG der Arbeitspunkt des Verbrenners in die Nähe seines Optimums verschoben ( ), um den Systemwirkungsgrad und damit die Effizienz zu steigern. Gleichzeitig wird die 48-V-Batterie geladen, um in der nächsten Fahrsituation bei einer niedrigen Lastanforderung ein rein elektrisches Fahren zu ermöglichen. Das benötigte Moment der Lastpunktverschiebung wird unter Berücksichtigung einer optimalen Ausnutzung des Verbrenners, des Umrichters sowie der Batterie bestimmt. Ab einer höheren Geschwindigkeitsschwelle bewegt sich der Verbrenner auch bei Konstantfahrten schon in einem guten Wirkungsgradbereich, sodass eine weitere Lastpunktverschiebung über den RSG nicht mehr sinnvoll ist. Das Energiewandelkonzept der Wirkungskette Mechanische Energie - Elektrische Energie - Elektrischer Speicher - Elektrische Energie - Mechanische Energie verdeutlicht den schlechteren Wirkungsgrad eines Parallelbetriebs im Vergleich zum reinen Verbrennerbetrieb. Die maßgebliche Eingangsgröße hinsichtlich der Aktivierung der Hybridstrategie und damit der Bestimmung des elektrischen Antriebsmoments und der Lastpunktverschiebung bildet das Fahrpedal und damit die Momentenanforderung an das Gesamtsystem. Eine übergeordnete Aktivierung und Deaktivierung der Lastpunktverschiebung wird über eine untere und obere Grenze des SOC der 48-V-Batterie bestimmt. Spez. Verbrauch Momentenanforderung Verbrenner im effizienten Arbeitspunkt Ineffizienter Bereich des Verbrenners Elektrisches Fahren Intelligentes Laden Assist Konstantfahrt mit 50 km/ h 22 Während einer Konstantfahrt mit 50 km/ h (Bild 6, Bild 7) ergibt sich beispielsweise ein definierter Verlauf des Ladezustands der Batterie (Bild 7). Dieser mittlere Geschwindigkeitsbereich bildet den beschriebenen Einsatzbereich einer Lastpunktverschiebung mithilfe des RSG ab. Somit zeigt die Grafik, dass bei dieser Momentenanforderung stets ein Wechsel zwischen reinem elektrischen Fahren und dem Parallelbetrieb mit intelligenter Lastpunktverschiebung vorliegt und sich somit vereinfacht eine Sägezahnkurve des Ladezustands der Batterie ergibt. Ist der Verbrenner einmal gestartet (durch Triggern der unteren SOC Grenze), so bleibt er so lange an, bis der SOC die obere SOC Grenze überschreitet. Dieses gilt natürlich nur unter Berücksichtigung eines konstanten Fahrpedals (konstanter Momentenanforderung) in der Ebene. Um genügend freie Energiekapazität für die Rekupertation zu gewährleisten, kann die Batterie gezielt entladen werden. Hier wird der RSG über eine negative Lastpunktverschiebung als zusätzlicher Booster genutzt. Auch während kurzzeitiger Spitzenanforderungen wie bei einem Überholmanöver kann die E-Achse unterstützen. Dieser Anwendungsbereich wird als gekennzeichnet (Bild 6). Die Anpassung des Antriebskonzeptes sowie der Einsatz von Leichtlaufreifen zur Steigerung der Verbrauchseffizienz haben den Nachteil, dass das passive Querdynamikverhalten des Fahrzeugs deutlich verschlechtert. Allerdings bietet die Ergänzung des Antriebskonzepts des Serienfahrzeugs (Frontantrieb mit geregelter Haldex) mit der Torque Vectoring-Funktionalität an der Hinterachse die Möglichkeit, nicht nur Rel. SOC Fahrzeit LPS E-Drv E-Drv LPS LPS Fahrzeit 23 die querdynamischen Defizite auszublenden, sondern dem Fahrzeug auch einen weitaus sportlicheren Charakter aufzuprägen. Um das Torque Vectoring zu unterstützen, wurde das passive Fahrverhalten neutraler ausgelegt, indem der Stabilisator und die Feder-Dämpferelemente des Serienfahrwerks angepasst wurden. Zusätzlich übernimmt die HCU die Ansteuerung der Haldex, um im querdynamischen Grenzbereich die Vorderachse zu stabilisieren. Dies stellt einen deutlichen Unterschied zum Serienfahrzeug dar, bei dem die Allradkupplung im Wesentlichen dazu genutzt wurde, das Fahrzeug über eine Traktionsregelung längsdynamisch zu stabilisieren. Die Fahrdynamikstrategie des Konzeptfahrzeuges ist grundsätzlich in zwei Funktionsteile gegliedert (Bild 8): Quer- und Längsdynamikregelung. Der Fokus der Querdynamikstrategie liegt in der Steigerung der Agilität (speziell Steigerung des Einlenkverhaltens im Kurveneingang) sowie in der allgemeinen Steigerung der Gierneigung des Fahrzeugs, sodass höhere Kurvengeschwindigkeiten und generell ein sportlicheres Fahrgefühl, gerade bei frontgetriebenen Fahrzeugen, entwickelt werden kann. Die wesentlichen Zustandsgrößen zur Beschreibung des querdynamischen Fahrverhaltens des Konzeptfahrzeugs werden über einen Zustandsbeobachter geschätzt, der als Basis ein Einspurmodell mit den Eingangsgrößen Fahrzeuggeschwindigkeit, Lenkwinkel sowie weiterer beobachteter Umgebungs- und Systemgrößen nutzt. Ein parallel gerechnetes Systemmodell bestimmt über eine gezielte Variation der Modellparameter das gewünschte Zielverhalten, welches sich maßgeblich in einer dynamischen Gierratenanpassung widerspiegelt. So wird beispielsweise auf der einen Seite das Einlenkverhalten des Fahrzeugs nur durch eine Verringerung der Gierdämpfung im Kurveneingang gesteigert, auf der anderen Seite wird die 24 Gierdämpfung im stationären Bereich erhöht, um ein stabileres Fahrverhalten, gerade in Betrachtung der geringen Querkraftübertragungen durch die Leichtlaufreifen, zu erzielen. In diesem Kontext wurden drei entsprechende Fahrmodi („Safe Mode“ (untersteuernd), „Sport Mode“ (neutral), „Aggressive Sport Mode“ (übersteuernd)) erstellt, die nicht nur das Fahrverhalten agiler gestalten, sondern dieses auch im querdynamischen Grenzbereich sicherer darstellen. Stellt der „Sport Mode“ im Wesentlichen eine Steigerung des Einlenkverhaltens dar, bleibt im Grenzbereich aber weiterhin auch stabil, zeigt der letztgenannte Modus, wie stark die Hinterachse destabilisiert werden kann. Auf Basis von geschätzter und gemessener Systemgierrate sowie der berechneten Sollgierrate wurde eine Struktur aufgebaut, die aus einer modellgestützten dynamischen Vorsteuerung und einer Störgrößenregelung besteht. Das Differenzmoment, welches benötigt wird, um die gewünschte Gierratenüberhöhung/ -reduzierung zu erhalten, wird in der jeweils aktuellen Fahrsituation nahezu vollständig über die Vorsteuerung abgebildet. Wesentliche Grundlage stellt hier eine differenzierte Betrachtung der Querkraftentwicklung an Vorder- und Hinterachse dar. Die Längsdynamikregelung, im speziellen die Traktionsregelung, ist in zwei Teile gegliedert. Zum einen galt es, die Serienfunktionalität der Haldex abzubilden, um eine Stabilisierung der Vordachse bei hohen Lastanforderungen zu erzielen. Überlagert ist zusätzlich eine Motormomentreduzierung über die Getriebeschutzfunktion. Diese greift allerdings erst ein, wenn der Schlupfaufbau an der Vorderachse nicht über die Haldex stabilisiert werden kann. Zum anderen musste die Umsetzung des Differenzmoments an der Hinterachse überwacht und notfalls reduziert werden, um im querdynamischen Grenzbereich zu jedem Zeitpunkt den notwendigen Querkraftaufbau zu gewährleisten und somit die Gierbewegung stabil zu halten. Dieses gilt besonders bei niedrigen Fahrbahnreibwerten. Bei Geradeausfahrten im niedrigen Geschwindigkeitsbereich, vor allem bei μ-Split Beschleunigungen, arbeitet der E-Motor im aktiven Torque Vectoring als Generator und damit wie ein herkömmliches, geregeltes Sperrdifferential mit dem Vorteil, dass die kinetische Energie des schlupfenden Rades nicht verloren geht, sondern mittels Rekuperation zurückgespeist werden kann. Die Basis bildet eine genaue Schlupfbestimmung aller vier Räder. Aus diesem Grund war es wichtig, eine robuste und wahrheitsgetreue Geschwindigkeitsschätzung zu erhalten. Vor dem Hintergrund des unterschiedlichen Antriebskonzepts zum Serienfahrzeug kann die vom ESP zur Verfügung gestellte Geschwindigkeit nicht mehr verwendet werden. Deshalb wurde ein Kalman Filter zur Geschwindigkeitsschätzung entwickelt, dessen Korrekturbasis über einen intelligenten Zustandsautomaten auf Basis aller zur Verfügung stehenden Systemgrößen wie Längs- und Querbeschleunigung sowie den Rad- und Getriebewellendrehzahlen bestimmt wird. In verschiedenen Fahrversuchen wurde die entwickelte Strategie hinsichtlich Potenzial, Robustheit und Komfortgewinn untersucht. Bild 9 zeigt die Ergebnisse eines mit aktivem Torque Vectoring gefahrenen Slaloms mit Fahrgeschwindigkeit 100 km/ h 25 und einer Lenkwinkelamplitude von 60° bei einer Frequenz von 0,3 Hz. Die Grafik ist in drei Teile gegliedert. Der obere Plot stellt die drei relevanten Gierraten dar: 1) das geschätzte passive Fahrzeugverhalten, wenn ohne Torque Vectoring gefahren wird, 2) die gewünschte Gierratenentwicklung mit Torque Vectoring und 3) die gemessene Gierrate. Die Zielgierrate beschreibt in dem Versuch ein stärkeres Einlenkverhalten sowie eine deutliche quasistationäre Gierratenüberhöhung, die unter dem Anspruch einer natürlichen, sportlichen Fahrzeugbewegung kalibriert wurde, ohne das Fahrzeug zu destabilisieren. Im zweiten Plot wird der Lenkwinkelinput in das System dargestellt. Die letzte Darstellung beschreibt das entstehende Differenzmoment aus der Querdynamikregelung. Mit dem zusätzlichen Differenzmoment lenkt das Fahrzeug bei gleichem Lenkwinkel stärker ein und erreicht auch im kurzen stationären Bereich eine höhere 26 Gierrate. Es fährt sich somit deutlich agiler, aber auch stabiler im Slalom, da für die gleiche Gierrate ein reduzierter Lenkwinkel benötigt wird. Das Potenzial der 48-V-Mildhybridisierung wurde in dem Schaeffler 48-V- Demofahrzeug optimal ausgeschöpft, da das mechanische Grundkonzept und die universal entwickelte Fahrstrategie gezielt nicht nur aufeinander, sondern auch auf das zugrunde liegende Serienfahrzeug abgestimmt sind. Das Konzeptfahrzeug bildet somit ein in sich geschlossenes funktionales Gesamtpaket. Damit wurde nicht nur ein Beitrag zur Reduzierung der CO 2 -Emissionen geleistet, sondern es wird auch gezeigt, dass bereits mit dem kostengünstigen Einstieg in die Welt des Hybridantriebs eine hohe Effizienzsteigerung des herkömmlichen Antriebs sowie eine Steigerung der Agilität und des Fahrkomforts realisiert werden kann. Durch den modularen Aufbau der Funktionssoftware konnte die entwickelte Strategie bereits mit geringem Aufwand erfolgreich auf weitere Projekte übertragen werden und durch die entstehenden Synergien konnten einzelne Teilfunktionen über Projektgrenzen hinaus optimiert werden. [1] T. Smetana: Wer hat Angst vor 48 V? - Der Minihybrid mit E-Achse nicht! , 10. Schaeffler Kolloquium, 2014 [2] M. Eckmann, C. Loske, J. Wüllner: Kein Widerspruch (mehr) - Funktionale Sicherheit und Rapid Control Prototyping; ATZ Automotive Engineering Partners 2015, 2015 [3] Arbeitskreis EGAS: Standardisiertes E-Gas-Überwachungskonzept für Motorsteuerungen von Otto- und Dieselmotoren. V 5.0 vom 30.08.2011 27 Johannes Teigelkötter, Alexander Stock, Stefan Staudt, Thomas Kowalski This contribution describes the concept of a low voltage battery fed synchronous reluctance machine (SynRM) for traction drive applications. Due to the low voltage level of the battery, a suitable control algorithm should optimize the voltage utilization in order to realize high efficiency in all operating points. For this reason, a simplified and robust realtime model of the SynRM, including its nonlinearities is fundamentally important for the practical realization. Dieser Beitrag beschreibt den Einsatz von Synchronreluktanzmotoren (SynRM) in Traktionsantrieben mit einer Niederspannungsspannungsbatterie als Energiespeicher. Aufgrund der geringen Batteriespannung ist bei diesem Einsatz ein Regelverfahren mit hoher Spannungsausnutzung notwendig, um den Wirkungsgrad des Antriebes in allen Arbeitspunkten zu optimieren. Dazu ist ein einfaches und robustes Echtzeit-Modell notwendig, welches auch die nichtlinearen Eigenschaften der Maschine berücksichtigt, um die SynRM in jedem Arbeitspunkt mit maximal möglichem Wirkungsrad betreiben zu können. Elektrische Antriebe bieten vielfältige Möglichkeiten um den Antriebsstrang von Straßenfahrzeugen zu optimieren [1]. Dabei ist das batteriebetriebene Fahrzeug eine einfache und übersichtliche Variante. Bild 1 zeigt den Antriebsstrang eines solchen Elektrofahrzeuges. Die Gleichspannung der Fahrzeugbatterie wird über den dreiphasigen Pulswechselrichter in eine Drehspannung umgeformt und versorgt einen Drehstrommotor. Durch den Einsatz von Niederspannungsbatterien können im Antriebssystem folgende Vorteile erreicht werden [2]: Einfaches Sicherheitskonzept, da hier bei geschickter Auslegung der Sicherheitsvorschriften mit geringem Aufwand sichere Antriebssysteme aufgebaut werden können. Durch den Einsatz von Niederspannungs - Metal-Oxide-Semiconductor Field- Effect Transistor (MOSFET) können leistungsstarke und verlustarme Wechselrichter mit geringer Baugröße realisiert werden. Das Batteriemanagementsystem kann aufgrund der geringen Anzahl von in Reihe geschalteten Zellen einfach und kostengünstig aufgebaut werden. 28 Aufgrund der geringen Batteriespannung kann nur mit hohen Strömen die erforderliche Traktionsleistung bereitgestellt werden. Diese erfordern wiederum große Kupferquerschnitte bei den elektrischen Verbindungen der Antriebskomponenten. Um dennoch die Vorteile einer geringen Spannung wirtschaftlich nutzen zu können, ist eine sorgfältige Auslegung des Gesamtsystems sowie eine geeignete Aufbau- und Verbindungstechnik notwendig. Bei Antriebssystemen mit geringer Batteriespannung, sollten die Verbindungen zwischen Umrichter und Motor möglichst niederohmig ausgeführt werden, z.B. als Stromschienen oder der Umrichter sollte in den Motor integriert werden. Batterie Maschine a b Ud c "0" u a Pulswechselrichter i a i b i c u b u c S a S b S c Steuersignale MOSF ET = Aus der Gleichspannung der Batterie formt ein Pulswechselrichter das Drehspannungssystem für den geregelten Betrieb der Drehfeldmaschine. Dazu muss der Pulsstromrichter ein Drehspannungssystem mit variabler Amplitude und variabler Frequenz generieren. Damit der Wechselrichter einen guten Wirkungsgrad erreicht, arbeiten die eingesetzten Leistungshalbleiter als Schalter. Bei Batteriespannungen unter ca. 200 V werden üblicherweise MOSFETs eingesetzt. Bei höheren Batteriespannungen weisen Insulated-Gate Bipolar Transistors (IGBT) mit parallel geschalteter Diode die besseren Eigenschaften auf. Damit die Pulswechselrichter kompakt mit geringem Bauvolumen aufgebaut werden können, wird häufig eine Wasserkühlung eingesetzt. Die Verluste bei MOSFET-Umrichtern werden im Wesentlichen durch den Durchlass- Widerstand DS,on R im eingeschalteten Zustand verursacht. Dieser Widerstand DS,on R ist von der eingesetzten Halbleitertechnologie sowie von der dimensionierten Durchbruchspannung abhängig. Bild 2 zeigt den flächenbezogenen Widerstand DS,on spez. R als Funktion der Durchbruchspannung Br U der MOSFETs. Der Durchlasswiderstand steigt stark mit der Durchbruchspannung an. Bei Niederspannungs- MOSFETs ist der Einschaltwiderstand des MOSFETs sehr klein. Somit führt eine Erhöhung der Ausgangsströme nur einer geringen Erhöhung der Durchlassverluste in den Niederspannungs-MOSFETs. Damit ist eine Erhöhung des Ausgangsstroms bei Wechselrichtern mit Niederspannungs-MOSFETs mit geringem Aufwand möglich. 29 DS,on spez. R Br U Zur Steuerung der Leistungshalbleiter werden dreiphasige Pulsweitenmodulationsverfahren (PWM) eingesetzt. Dabei stellt die sogenannte Sinusmodulation mit Symmetrierung eine häufig eingesetzte Methode dar. Mit diesem Verfahren kann eine Grundschwingungsamplitude von d f d ˆ 0.577 3 U u U mit , , a b c (1) der Sternspannungen erreicht werden [1]. Bei Traktionsanwendungen werden im oberen Drehzahlbereich optimierte Pulsmuster verwendet. Dabei ist die Grundfrequenztaktung, bei der die Leistungshalbleiter einmal in der Periode schalten, das Pulsmuster, bei dem die maximal mögliche Grundschwingungsspannungsamplitude erreicht wird [2]: f d d 2 ˆ 0.637 u U U mit , , a b c (2) Um einen aus einem Pulsstromrichter in allen Drehzahlbereichen die maximal mögliche Leistung zu erhalten, sind Regelkonzepte notwendig, die sowohl die Spannungseinstellung über eine PWM als auch über optimierte Pulsmuster beherrschen. Die Anforderungen an einen Traktionsmotor sind gekennzeichnet durch ein hohes Moment im Anfahrbereich sowie durch eine hohe Leistung bei höheren Drehzahlen. Das notwendige Drehmoment sowie die abgegebene Leistung eines Motors im gesamten Betriebsbereich sind in Bild 3a dargestellt. Es ist üblich den Arbeitsbereich in einen Grunddrehzahl- und einen Feldschwächebereich zu unterteilen. Traktionsmotoren benötigen im Gegensatz zu üblichen Industriemotoren einen großen Feldschwächebereich, der sich bis zur dreibis sechsfachen Nenndrehzahl erstreckt. Diese Anforderungen können durch unterschiedliche Arten von Drehfeldmotoren erfüllt werden. Bei Drehfeldmaschinen wird über phasenverschobene Ströme in den Ständerwicklungen ein rotierendes Magnetfeld erzeugt. Je nach Aufbau des Läufers werden unterschiedliche Prinzipien zur Krafterzeugung genutzt. Bei Asynchronmaschinen (ASM) ist im Läufer ein Käfig aus Aluminium oder Kupfer untergebracht. Das rotierende Drehfeld induziert Spannungen, die daraufhin im Käfigläufer fließenden 30 Ströme erzeugen das Drehmoment in der Asynchronmaschine. Aufgrund der Ströme entstehen im Läufer ohmsche Verluste, die besonders störend sind, da der rotierende Läufer nicht gut zu kühlen ist. Permanenterregte Synchronmaschinen (PMSM) sind aufgrund ihrer hohen Drehmomentdichte sehr kompakt. Im unteren Drehzahlbereich besitzen diese sehr guten Wirkungsgrad. Im hohen Drehzahlbereich muss das Feld der Permanentmagnete mit einem zusätzlichen Strom geschwächt werden. Dadurch sinkt deren Wirkungsgrad bei höheren Drehzahlen ab. SynRM weisen im Läufer eine magnetische Asymmetrie auf. Da weder Permanentmagnete noch Wicklungen im Läufer vorhanden sind, können Reluktanzmaschinen einfach und robust gebaut werden. Aufgrund der guten Feldschwächbarkeit kann die SynRM über einen weiten Drehzahlbereich betrieben werden. Die Eigenschaften der unterschiedlichen Drehfeldmaschinen sind in der Tabelle 1 zusammengestellt. Je nach Randbedingen für den konkreten Einsatz in Straßenfahrzeugen werden die Eigenschaften unterschiedlich bewertet und können zu einer unterschiedlichen Motorauswahl führen. Aus technischen und wirtschaftlichen Gründen wird in diesem Fall ein Antriebssystem mit Niederspannungs-Traktionsbatterie, MOSFET-Wechselrichter und einer SynRM gewählt. Im Weiteren wird gezeigt, wie die Reglung der Maschine für die Traktionsanwendung optimiert wird. ASM PSM SynRM Drehmomentdichte 0 + 0 Feldschwächung + - + Wirkungsgrad (Teillast) + 0 + Wirkungsgrad (Volllast) 0 + 0 Motorkühlung - + + Verhalten im Fehlerfall + - + Drehmomentpulsation + + - Geräuschentwicklung + + 0 Kosten + - + a) 3 2 1 0 0 1 0,5 n/ n N P/ P N M/ M N P / P N Leistung M / M N Drehmoment Grunddrehzahlbereich Feldschwäch -bereich 31 b) Wicklung Strang a Wicklung Strang b Wicklung Strang c Käfigläufer Läufer mit Permanentmagnet q Läufer des Reluktanzmotors Läufer Ständer Magnetisches Drehfeld d Für die Realisierung einer effektiven echtzeitfähigen Regelung, welche die Nichtlinearitäten der SynRM berücksichtigt, ist die Erstellung eines geeigneten Maschinenmodels der SynRM unumgänglich. Da die grundlegende Funktionsweise der SynRM auf der Anisotropie der Maschine basiert ist die Induktivität der einzelnen Statorwicklungen stark von der Rotorlage abhängig. Um das Maschinenmodell zu vereinfachen wird die SynRM mit Raumzeigern im rotororientierten d,q-Koordinatensystem beschrieben. Somit ist die Lageabhängigkeit der Induktivität auf die Unterscheidung von d L und q L reduziert. Zusätzlich muss jedoch die auf Sättigungseffekte basierende Stromabhängigkeit der Induktivitäten berücksichtigt werden. Der Effekt, dass neben dem d-Strom (q-Strom) ebenfalls der q-Strom (d-Strom) Einfluss auf die d-Induktivität (q-Induktivität) hat wird in der Fachliteratur als „cross saturation“ bezeichnet [3]. Die Maschine kann durch das nachfolgende Gleichungssystem in rotororientierten Raumzeigerkomponenten beschrieben werden [4]. sd sd s sd el sq sd d d q d , d , ( ) d u R i L i i i t sq sq s sq el sd sq q d q q , d , ( ) d u R i L i i i t (3) Das zugehörige Ersatzschaltbild ist in Bild 4 dargestellt. 32 Die Statorspannung entspricht der Summe aus ohmschem Spannungsabfall am Statorwiderstand s R , dem Spannungsabfall an den Statorinduktivitäten, sowie der rotatorisch induzierten Spannungen pd el sq u und pq el sd u . Das Sättigungsverhalten der Statorinduktivitäten wird im Maschinenmodell mithilfe einer aus Messdaten ermittelten Lookup Tabelle nachgebildet. Zur Ermittlung der Messwerte wird die Maschine zunächst in Richtung der geringsten Rotorreluktanz ausgerichtet (aligned position). Hierfür wird die Statorwicklung der SynRM bestromt, bei der die Orientierung des maximalen resultierenden Magnetfelds als Bezugposition für einen Rotorlagewinkel von 0° festgelegt werden soll. Der Rotor richtet sich daraufhin parallel zu diesem Statorfeld in Richtung seiner geringsten Reluktanz aus. Diese Achse wird als d- Achse des rotorfesten Koordinatensystems definiert. In dieser Position wird die Maschine mechanisch festgespannt. Mithilfe einer mittels Umrichter angelegten rechteckförmigen Spannung und des daraus resultierenden Stromanstiegs wird die SynRM in dieser Rotorlage vermessen. Bild 5 zeigt die elektrische Verschaltung der Maschine zur Flusskennlinienberechnung. Nach der Vermessung der d-Achse wird der Rotor in die q-Achse gedreht, erneut mechanisch festgespannt und wiederum mit der rechteckförmigen Spannung gespeist. U d / 2 U d / 2 U d m c b a i a i b i c S a S b S c Zwischenkreis SynRM Halbbrücke + d q Zweipunk twechselrichter D S G = MOSFET Leistungss chalter: Batterie 33 Anschließend wird der Statorfluss aus den Messgrößen berechnet: s s s s 0 ( ) ( ) d , , t u R i a b c mit , , a b c (4) Diese Stranggrößen werden mithilfe des Lagesignals el in das rotorfeste Raumzeigerkoordinatensystem transformiert [5]. sa el el el sd sb sq el el el sc 2 2 cos cos cos 3 3 2 3 2 2 sin sin sin 3 3 (5) Anstelle der tatsächlichen Induktivität wird die Maschine durch die entsprechenden Statorflussgrößen sd und sq modelliert. Das Signalflussbild des zugehörigen Maschinenmodells ist in Bild 6 dargestellt. Dieses Signalflussbild wird durch Gleichungssystem (3) und Gleichung (6) beschrieben. Der Strom wird jedoch nicht als Division des Flusses durch die Induktivität bestimmt, sondern durch die zuvor erwähnten, aus Messreihen gewonnenen, Lookup Tabellen ermittelt. Zur Erstellung der Lookup Tabellen werden die Flüsse aus (5) in Abhängigkeit der zu gleichen Zeitpunkten gemessenen d,q- Ströme erfasst. x 1 x 1 3 2 M i u sd u sq R s R s x x - - - i sd i sq sd sq Lookup Tabelle Lookup Tabelle p Bei Vernachlässigung der Reibungsverluste kann das mechanische Moment aus der Luftspaltleistung berechnet werden: mech i pd sd pq sq el sq sd el sd sq 3 2 3 2 P P u i u i i i (6) 34 Der Vorfaktor 3/ 2 in (6) ist auf die amplitudeninvariante Raumzeigertransformation aus (5) zurückzuführen. Die Division der Leistung durch die Winkelgeschwindigkeit führt zum Drehmoment. Hierbei ist aufgrund der Umrechnung zwischen mechanischer und elektrischer Winkelgeschwindigkeit die Polpaarzahl p der SynRM zu berücksichtigen, mech el / p : i sd sq sq sd 3 2 M p i i (7) Basierend auf diesem Maschinenmodell wird im nachfolgenden Kapitel ein geeignetes Regelverfahren vorgestellt. Für den effizienten Betrieb der SynRM über den gesamten Betriebsbereich muss die Regelung in Abhängigkeit des aktuellen Arbeitspunktes adaptiert werden. Anstelle einer reinen Reglerparameteradaption wird bei diesem Konzept in Abhängigkeit von Drehzahl und Spannungsreserve zwischen unterschiedlichen Regelungskonzepten gewechselt. Im Grunddrehzahlbereich wird die Maschine mit einer feldorientierten Stromregelung (FOR) betrieben, wobei die entsprechenden Spannungen durch den Umrichter mittels PWM an die Maschine gestellt werden. Wie eingangs bereits erwähnt, wird für die PWM die Sinusmodulation mit Symmetrierung verwendet, welche gegenüber der gewöhnlichen Sinusmodulation bei gleicher Aussteuerung eine 15 % höhere Grundschwingungsamplitude zur Verfügung stellt. Die FOR wird bei höheren Drehzahlen durch Feldschwächung angepasst und ist über den gesamten Arbeitsbereich hinweg mit dem Maximum Torque per Current (MTPC) - Verfahren optimiert (in der Fachliteratur häufig unter Maximum Torque per Ampere MTPA zu finden [6]). Bei sehr hohen Drehzahlen wechselt die Regelung zur Grundfrequenztaktung (GFT), wobei die maximal erreichbare Spannungsgrundschwingungsamplitude um 27 % gegenüber der Sinusmodulation gesteigert werden kann. Die Stromregelung ist eine feldorientierte Vektorregelung und basiert auf Raumzeigergrößen. Die Statorströme werden mithilfe der Rotorlage in ein rotorfestes Koordinatensystem transformiert. Da bei Synchronmaschinen im stationären Arbeitspunkt die Frequenz der elektrischen Wechselgrößen proportional zu Drehzahl ist, sind die in das rotorfeste Raumzeigerkoordinatensystem transformierten Ströme Gleichgrößen. Dies reduziert den Regelungsaufwand, da im stationär eingeschwungenen Zustand für sinusförmige Größen die Stromsollwerte konstant sind. Dies wirkt sich ebenfalls positiv auf die Stabilisierung des gesamten geschlossenen Regelkreises aus. Bild 7 zeigt das Konturdiagramm des Drehmoments in Abhängigkeit von d- und q-Strom. Durch das MTPC-Verfahren lässt sich der minimale Strombetrag 2 2 s sd sq ˆ i i i zur Realisierung eines geforderten Drehmoments ermitteln ([6] für PSM mit PM 0 ). 35 0.5 1 1.5 2 2.5 3 3.5 4 4.5 0.5 1 1.5 2 2.5 3 3.5 4 4.5 angenäherte MTPC Kurve 0 0.5 1 1.5 2 2.5 3 3.5 4 4.5 Ohne Sättigungseinfluss würde sich der minimale Strombetrag für sd sq i i einstellen, was in Bild 7 einer Ursprungsgeraden mit einer Steigung 1 m entsprechen würde. 36 Durch das Sättigungsverhalten dieser SynRM weicht die tatsächliche MTPC- Kennlinie stark davon ab. Dies unterstreicht die Relevanz eines detaillierten Maschinenmodells. Das MTPC-Verfahren wurde anhand der Messdaten numerisch durchgeführt und anschließend mit einem Spline approximiert. Bild 8 zeigt das zugehörige Blockschaltbild dieser Stromregelung. Im Bereich hoher Drehzahlen kann die SynRM aufgrund der limitierten Zwischenkreisspannung des Traktionsantriebes nicht mehr optimal mit der Stromregelung betrieben werden, da die Grundschwingungsamplitude der Spannung zu gering ist. Aus diesem Grund eignet sich die GFT mit der deutlich höheren Spannungsgrundschwingungsamplitude für diese Arbeitspunkte. Diese ist an die DSC-Verfahren in [3] und [4] angelehnt. Im Gegensatz zu einer PWM basierten Regelung werden die Schaltworte für die Leistungshalbleiter direkt aus einem Hystereseregler vorgegeben. Bild 9 zeigt das Blockschaltbild dieses Regelungskonzepts. In Abgrenzung zur Stromregelung wird bei der GFT der Statorfluss der SynRM geregelt. Dies geschieht im statorfesten Raumzeigerkoordinatensystem. 37 Aus diesem Grund benötigt das Verfahren bei bekannter Anfangsrotorlage theoretisch keine Auswertung des Lagewinkels. Aus den gemessenen Spannungen und Strömen werden die zugehörigen Statorflussraumzeiger berechnet, siehe (8) [1]. In Abhängigkeit der Lage des Statorflussraumzeigers wird eine seiner -Projektionen mit einem Sollwert verglichen. Bei Überschreiten des Sollwertes wird ein neues drehrichtungsabhängiges Schaltwort ausgegeben. Der Vorsteuerwert dieses Sollwerts ist von der Drehzahl abhängig. Die Erhöhung bzw. Verringerung des Drehmoments wird durch eine dynamische Erhöhung bzw. Senkung des Vorsteuerwertes realisiert. Diese Anpassung wird vom Drehmomentregler ausgegeben, siehe Bild 9. s s s s 0 s s s s 0 s a s s b s s b s c s s b ( ( ) ( ))d ( ( ) ( ))d 3 1 2 2 3 1 2 2 t t u R i u R i (8) _alpha 1 38,42 mVs 80,0 mVs -80,0 mVs 48,0 m -48,0 m 16,0 m -16,0 m _beta 1 -402,5 μVs 80,0 mVs -80,0 mVs 10,00 ms/ div 2,644 s 2,744 s 1 2,6873350 _alpha 38,42 mVs _alpha 38,42 mVs -80,0 mVs -80,0 mVs -48,0 m -48,0 m -16,0 m -16,0 m 16,0 m 16,0 m 48,0 m 48,0 m 80,0 mVs 80,0 mVs _beta -402,5 μVs _beta -402,5 μVs -80,0 mVs -80,0 mVs -64,0 m -64,0 m -48,0 m -48,0 m -32,0 m -32,0 m -16,0 m -16,0 m 0,0 0,0 16,0 m 16,0 m 32,0 m 32,0 m 48,0 m 48,0 m 64,0 m 64,0 m 80,0 mVs 80,0 mVs X-Y-Review - Time segment from 2,6633 s to 2,7133 s 38 Bild 10 zeigt exemplarisch die aus den gemessenen Spannungen und Strömen berechneten Raumzeigerflusskomponenten eines stationären Arbeitspunktes, sowohl im zeitlichen Verlauf, als auch die zugehörige Flusstrajektorie. Der Abgrenzung von feldorientierter Stromregelung (FOR) (grauer Bereich) und GFT (roter Bereich) wird in Abhängigkeit vom spezifischen Arbeitspunkt in Bild 11 dargestellt. M / M N n / n N Es wird deutlich, dass unterhalb des Nennwertes von Drehmoment und Drehzahl die Stromregelung eingesetzt wird, da sie in diesem Bereich einen optimalen Wirkungsgrad erreicht. Auch bei sehr hohen Drehmomenten und langsamen Drehzahlen zeichnet sich die Stromregelung durch hohe Effizienz aus. Jedoch muss die SynRM entsprechend den Anforderungen an einen Traktionsantrieb, sowohl bzgl. der Drehzahl, als auch des Drehmoments, weit außerhalb der jeweiligen Nennpunkte betrieben werden können. Da die induzierten Spannungen proportional zur Drehzahl der SynRM sind, muss für hohe Drehzahlen in gleichem Maße die Klemmenspannung erhöht werden. Aufgrund der limitierten Zwischenkreisspannung wird bei deutlichem Überschreiten der Nenndrehzahl von der Stromregelung zur GFT umgeschaltet, da diese die höhere Spannungsgrundschwingungsamplitude zur Verfügung stellt. Des Weiteren kann die SynRM im Betrieb mit der GFT, im Unterschied zur Stromregelung, selbst bei mehr als der doppelten Nenndrehzahl immer noch das Nennmoment zur Verfügung stellen. In Abhängigkeit des aktuellen Arbeitspunktes wird somit, wie in Bild 11 dargestellt, das optimale Regelverfahren ausgewählt, um einerseits den Wirkungsgrad zu optimieren und andererseits das Anfahren gewisser Arbeitspunkte überhaupt erst zu ermöglichen. Im Unterschied zu Bild 11 sind die Übergänge zwischen den einzelnen Regelverfahren in der Realität mit einer Hysterese realisiert. 39 Im vorliegenden Beitrag wird der Einsatz einer SynRM als Traktionsantrieb im Niederspannungsbereich vorgestellt. Zu Beginn werden die Vorteile der Niederspannungsebene und der daraus resultierende Einsatz von MOSFETs in der Leistungselektronik herausgearbeitet. Aufgrund der Niederspannungs-MOSFETs können die Durchlassverluste trotz der hohen Ströme relativ gering gehalten werden. Die durch die Spannungsklasse limitierte Ausgangsspannung wird durch eine geeignetes Regelungskonzept optimiert. Hierfür wird in Abhängigkeit von der Drehzahl und der geforderten Regelspannungsreserve zwischen unterschiedlichen Regelverfahren gewechselt. Während bei niedrigen bis hohen Drehzahlen eine auf den Wirkungsgrad optimierte Stromregelung zum Einsatz kommt, wird die Regelung bis in sehr hohe Drehzahlen mit Hilfe eine GFT ermöglicht. [1] Teigelkötter, J.: Energieeffiziente elektrische Antriebe: Grundlagen, Leistungselektronik, Betriebsverhalten und Regelung von Drehstrommotoren. Wiesbaden: Springer Vieweg, 2013. [2] Teigelkötter, J.; Kowalski, T.; Stock, A.; Staudt, S.; Parr, M.: Modulares Lithium- Ionen-Batteriesystem für Nutzfahrzeuge mit hocheffizienter integrierter Leistungselektronik. In: Internationaler ETG-Kongress 2011. Umsetzungskonzepte nachhaltiger Energiesysteme - Erzeugung, Netze, Verbrauch. pp. 277-287, 2011. [3] Vagati, A.; Pastorelli, M.; Franceschini, G.; Drogoreanu V.: Flux-Observer- Based High-Performance Control of Synchronous Reluctance Motors by Including Cross Saturation. In: IEEE Transactions on Industry Applications, vol. 35, no. 4, pp. 597-605, 1999 [4] Kilthau, A.; Pacas, J: M.: Appropriate models for the control of the synchronous reluctance machine. In Conference Record of the 37th IAS Annual Meeting, Industry Applications Conference, vol. 4, pp. 2289-2295, 2002 [5] Boldea, I.; Tutelea, L. N.: Electric machines: steady state, transients, and design with MATLAB. Boca Raton: CRC Press, 2010. [6] Schröder, D.: Elektrische Antriebe - Regelung von Antriebssystemen. Berlin: Springer, 2014. [7] Depenbrock, M.: Direct Self-Control (DSC) of Inverter-Fed Induction Machine. In: IEEE Transactions on Power Electronics, vol. 3, no. 4, pp. 420-429, 1988 [8] Steimel, A.: Direct Self-Control and Synchronous Pulse Techniques for High- Power Traction Inverters in Comparison. In: IEEE Transactions on Industrial Electronics, vol. 51, no. 4, pp. 810-820, 2004 40 Thibaut Reuschlé, Albert Albers, Adam Babik, Andreas Schönknecht Plug-in hybrid electric vehicles (PHEVs) are a hybrid technology between conventional and full-electric vehicles. PHEVs are able to drive with low CO 2 emissions during typical daily driving and at the same time to achieve longer driving range, eliminating anxiety of a fully discharged battery as in electric vehicles (EVs). The goal pursued during their design is the minimization of CO 2 emissions at low system costs. An overall systemic approach is particularly suitable for this issue. The method proposed here is based on the numerical simulation of a plug-in hybrid powertrain combined with parameter-optimization. The aim is to derive component requirements based on the results of optimization tasks at a system level. The method is presented and an example application is provided focusing on the sensitivity analysis with regard to the certification procedure for several vehicle classes and all with electric ranges of 50 km and more. The PHEV certification procedures ECE R101 and WLTP are analyzed. It is shown that a non-linear behavior between CO 2 and electric range resulting from the certification procedure leads to a non-linear behavior between CO 2 emissions and system costs. A method to find an optimal plug-in hybrid variant given a non-hybrid powertrain design is proposed. In addition, a comparison is done between optimal designs obtained according to the ECE R101 and the current state of the WLTP certification procedures for three vehicle classes. Finally, the influence of a performance requirement on the CO 2 emissions vs. system cost trade-off is investigated. Plug-in Hybridfahrzeuge (PHEVs) sind eine Brückentechnologie zwischen konventionellen und vollelektrischen Fahrzeugen. Ihre Eigenschaften ermöglichen, dass tägliche Strecken ohne CO 2 Emissionen zurückgelegt werden können, und gleichzeitig entfernte Reiseziele ohne lange Reiseunterbrechungen zum Laden der Batterie erreicht werden können. Das Ziel bei der Entwicklung von Plug-in Hybriden ist die Minimierung von CO 2 Emissionen bei kleinstmöglichen Systemkosten. Dazu ist eine Gesamtsystembetrachtung erforderlich. Die hier vorgestellte Methode basiert auf der numerischen Simulation eines Plug-in Hybridantriebsstranges, kombiniert mit einer Parameteroptimierung. Das Ziel ist es, aus ganzheitlichen Systembetrachtungen Komponentenanforderungen abzuleiten. Die Methode wird vorgestellt und eine Veranschaulichung anhand von Ergebnissen einer Sensitivitätsanalyse bzgl. Zertifizierungsprozedur für verschiedene Fahrzeugklassen mit einer elektrischen Reichweite von 50 km und mehr beschrieben. Dabei werden die PHEV Zertifizierungsprozeduren 41 ECE R101 und WLTP untersucht. Es wird gezeigt, dass der normativ hervorgerufene nicht-lineare Zusammenhang zwischen CO 2 Emissionen und elektrischer Reichweite zu einem nicht-linearen Verhältnis zwischen CO 2 Emissionen und Kosten führt. Die vorgestellte Methode ist dazu geeignet, die optimale Plug-in Hybridvariante eines gegebenen Antriebsstrangdesign zu finden. Darüber hinaus wird ein Vergleich zwischen die Prozeduren ECE R101 und den aktuellen Stand der WLTP für drei Fahrzeugklassen durchgeführt. Zum Schluss wird der Einfluss einer zusätzlichen Performance-Bedingung im Rahmen einer Optimierung hinsichtlich CO 2 und Kosten untersucht. Plug-in hybrid electric vehicles (PHEVs) are an attempt to fill the gap between hybrid electric vehicles (HEVs) and pure battery electric vehicles (BEVs). Indeed, PHEVs handle typical daily commuting distances (about 35 km/ day for private person and 72 km/ day for commercial registrations on workdays in Germany [1]) in all-electric-mode (similar to BEVs), moreover they achieve longer distances in hybrid driving mode (similar to HEVs) [2]. In this manner, PHEVs overcome the insufficient range problem of current BEVs and hence have a better customer-acceptance. Further, PHEVs are interesting for OEMs, due to their low CO 2 emissions (according to their certification procedure), to enable fulfillment of the tightening fleet CO 2 emissions requirements in Europe (up 2021) [3]. A large share of PHEVs in OEM fleets would significantly help to fulfill these requirements in the short term. The main objective in the development of plug-in hybrid powertrains is, from the OEMs perspective, the reduction of CO 2 emissions at lowest powertrain cost. Two approaches are possible with different levels of complexity. The first approach involves defining requirements for the overall powertrain independent of the degree of hybridization (power ratio between conventional and electric powertrain). Applying this approach can lead to combinations where the electric part of the powertrain is more powerful than the conventional one (e.g. range-extender topology) or powertrain configurations with several electric machines (EMs) (e.g. power-split topology). This is realized by combining the internal combustion engine (ICE) and EMs in a sophisticated manner to fulfill the overall powertrain requirements. The complexity of this approach leads to two issues: on the one hand the development of energy management strategies to fulfill the opposing consumption and performance requirements requires significantly more effort. On the other hand new components (ICEs, EMs, inverters, batteries and gearbox systems) must be developed. The second approach to develop PHEVs is to hold the conventional part of the powertrain constant and define requirements for the electric part of the powertrain to realize the overall vehicle requirements. This reduces the development effort to the enhancement, by an energyand cost-efficient electric powertrain, of the conventional powertrain. Indeed, it can be assumed that the conventional part of the powertrain for solutions with a low degree of hybridization, fulfills the most demanding performance requirements (e.g. hill start-up, sidewalk climbing and maximum vehicle speed). In addition, this second approach is easier to realize with P2 or Axle-Split topologies, because the ICE and EM are strongly decoupled. This enables separate developments and sharing of components across platforms and applications. OEMs currently prefer this approach to be able to re-use existing and established conventional powertrain components 42 (ICEs, gearbox systems) and reduce the development costs for new components (battery, EM, inverter). This paper focuses on this second approach, i.e. an ICE and a gearbox are assumed as given for a vehicle and are not varied within the scope of optimization. Moreover, only P2 topologies are investigated. The two main objectives, CO 2 emission reduction, enabled by increasing efficiency in the electric powertrain, on the one hand and achieving minimal system cost for the electric components on the other hand are in conflict. For instance, lower CO 2 emissions can be achieved by increasing the energy storage in the battery or more energy-efficient power electronics, each of which leads to higher system costs. The complexity in this multi-objective optimization process is influenced by the number of components and their interactions, as well as the influence of the overall energy management strategy in the CO 2 certification procedure. In this respect and with the goal to design an optimal powertrain system, it is not necessarily effective to combine powertrain components which have been primarily independently optimized. In fact, an overall systemic approach taking into account all the essential interactions in the powertrain is more appropriate to identify the best cost/ CO 2 reduction trade-off. The method presented here is a systemic approach for a PHEV powertrain optimization, based on numerical simulation. The aim of the optimization consists in reducing CO 2 emissions and costs (material and manufacturing costs), but also in deriving requirements for the powertrain components. Several studies on multi-objective system optimization of hybrid and electric powertrains can be found in the literature. Most significant studies are [6], [7], [8] and [9]. All of them except of [6] use genetic algorithms. Further, the focus of [6], [7] and [8] were hybrid or electric powertrains and not plug-in hybrid powertrains, their specific requirements and certification procedures. [9], on the contrary, focused his study on the development of an integrated system optimization for PHEV. However, all of them scale the powertrain only through scaling of given characteristic maps of the ICE and EM and do not include preliminary designs for these components. The scientific contribution of this study is the development of a method for multi-objective optimization tailored to plug-in hybrid powertrains using scalable technicaland cost-models of the electric powertrain, in order to analyze impacts of specific requirements, such as certification procedures. In this paper, the method is explained and an application is presented. The application is a sensitivity analysis regarding different certification procedures, i.e. the and the Powertrains for different vehicle segments (compact class, luxury class and sport utility vehicle) are investigated. The aim of this investigation is a better understanding of the impact of the certification procedure on system level and in doing so to identify the energy consumption and cost significant interactions between powertrain components. An overview of the workflow of this systemic approach for PHEV powertrain design optimization is shown in Figure 1. 43 The four steps of the workflow are: 1. Setup of the optimization task, 2. Numerical modeling of the powertrain, 3. Parameter optimization (coupling of an optimization heuristic with a powertrain simulation), 4. Analysis of the results. Setup of the optimization task Numerical modeling of the powertrain Parameter optimization Analysis of the results Optimization heuristic Powertrain simulation Designs Objectives Preliminary design Evaluation The first step is basically the formulation of a design question for a PHEV on a system-level. For instance, the question could be: w Further, this step entails the selection of vehicle classes to investigate, and also the definition of the optimization goals (e.g., minimization of CO 2 emissions and electric powertrain costs). In addition, optimization constraints with regards to the powertrain can be set. For instance, a minimal electric acceleration time from 0 to 100 km/ h shall be achieved by the vehicles equipped with the powertrain designs for Fun-to-drive purposes. The second step involves choosing adequate models for the powertrain components with regards to the design question being assessed. Requirements for model-building have to be formulated for a numerical simulation with respect to its goals. First, in order to vary the powertrain regarding power and energy-storage but also cost, the technical and the cost models of the components of the electric powertrain must be scalable according to a defined set of parameters. This enables the evaluation of enough different designs, during the parameter-optimization, in order to find the best trade-offs. Second, the technical scope of this study involves the analysis of the energy-flow in the powertrain. Therefore the modeling complexity can be kept low to capture relevant system parameters and/ or characteristic maps of the components based on their sensitivity. These are then integrated in a quasi-static vehicle model. Further details are given in Section 2.2. The third step consists of the optimization loop. At this point, according to the question formulated in the first step parameter ranges have to be defined for a parameter optimization. This optimization loop consists of two parts: a vehicle simulation and an optimization algorithm applied 44 to the simulation results iteratively. The vehicle simulation itself has two steps. Firstly, the preliminary designs of the battery, power electronics, electric machine and gearbox are generated based on a defined parameter set (for explanations see Section 2.4). Secondly, different vehicle manoeuvres are simulated (see Section 2.5). The results serve as input for next iteration in the optimization process. The applied optimization algorithm is a genetic algorithm following an evolution-based heuristic to find pareto-equivalent parameter sets [4]. These pareto-equivalent designs represent trade-offs which enables the analysis of powertrain component interactions (an example of a Pareto-front is shown in Figure 2). 30 40 50 60 70 80 90 10 15 20 25 30 35 40 Goal 1 Goal 2 The last step of the workflow of the systemic approach for PHEV powertrain design optimization is the . According to the definition of Pareto equivalence, the designs on the Pareto front are ([4], [5]). Per definition, these designs cannot be improved with regards to one of the design objectives without compromising fulfillment of the other design objectives. Hence the designs on the Pareto front build the best possible trade-offs between the competing goals. The analysis of these non-dominated designs consists in the assessment regarding their system-relevant parameters and the impact of this on the design objectives. More precisely, it is a holistic approach to understand, for the powertrain designs on the Pareto-front, how the powertrain components are designed and combined, and how it leads to the one or the other trade-off at a system-level. Hence, statements can be made on a system-level regarding requirements at a component level. The section 4 contains several examples of results analyses. The vehicle model is based on the ADVISOR (ADvanced VehIcle SimulatOR) model library; an open-source, Matlab/ Simulink based tool, developed by the National Renewable Energy Laboratory (NREL). It consists of quasi-static powertrain component models, which together allow the numerical simulation of a powertrain during different maneuvers [10]. Thereby, the components of the powertrain are modeled with characteristic maps. As already mentioned in Section 2.1, the battery, inverter and electric machine characteristic maps, are computed for each powertrain design based 45 upon the values of the parameter sets proposed by the optimization heuristic. The other parts of the powertrain, i.e. the ICE, the clutch, the gearbox system and the differential, is kept constant for all designs of a vehicle class (see Section 1). As several vehicle classes are studied in this paper, characteristic maps have been collected for these components. In addition, necessary data for those vehicle classes (e.g. air resistance, mass, or rolling coefficient) have been gathered. At the end, representative references for each vehicle class and its conventional powertrain have been built. An extract of the data used for the three representative vehicle classes is shown in Table 1. Propulsion type Front-wheel drive Rear-wheel drive All-wheel drive Gearbox Double-clutch 7 speed automatic Hydraulic torque converter 8 speed automatic Hydraulic torque converter 8 speed automatic ICE 110 kW @ 5000-6000 rpm 245 kW @ 5500-6500 rpm 245 kW @ 5500-6500 rpm Mass in kg (without battery) 1492 2057 2314 Cw 0,29 0,29 0,36 A in m² 2,19 2,33 2,8 The topology considered in this paper is P2, i.e. with the electric machine between ICE and clutch (see Figure 3). The powertrain model is a signal-based (i.e. power or pair speed/ torque) backward/ forward-facing simulation. These two paths enable that no powertrain component will require more torque or power from the upstream component than it can handle and that a component is as efficient in the forward-facing calculation as it was computed in the backward-facing calculation. [6] 46 The energy management of the powertrain follows an energy consumption minimization strategy [11]. This is implemented with a causal control strategy assuming no knowledge of future driving conditions, for instance about altitude variations. The controller minimizes the equivalent fuel cost at each time step. An equivalence factor relates the fuel consumed to the electric energy consumed in the battery. In addition a penalty factor leads to minimization of the deviation between current State of Charge (SoC) and desired SoC. [11] shows that this strategy was close to the global consumption optimum for on-the-flat driving cycles and pure hybrid powertrains. This strategy was extended to PHEV by setting the desired SoC to 20% (see Figure 4). This leads to a discharge of the battery (charge depleting) with ICE starts only when the drive profile requires it. Afterwards, when the SoC SoC end , the strategy maintains the SoC (charge sustaining) and the ICE is activated significantly more often. The application of this strategy is kept constant for all the vehicle classes and is not the focus of this study. 0 20 40 60 80 100 120 20 40 60 80 100 Time in min SoC in % Charge depleting Charge sustaining As already explained in the Section 2.1, the third step of the design optimization method consists of two parts: a vehicle simulation and an optimization loop. The vehicle simulation itself is split into a preliminary design of the powertrain’s components and the simulation of different vehicle maneuvers (see Section 2.5). Two requirements for the model-building are important for the preliminary design of powertrains: - several thousands of designs may have to be evaluated in an optimization process based on a genetic algorithm - and . The former, for instance, does not allow the use of finite-element computations for the preliminary design of the characteristic maps of the electric machine. The latter is important to ensure that enough wide parameter ranges can be chosen in the setup of the optimization job. It enables the optimization heuristic to test enough different 47 designs to ensure diversity on the Pareto front. This is a basic condition for the analysis of the results (see Section 4). The preliminary design of the powertrain’s components is determined based on the values of the parameter sets proposed by the optimization heuristic. Predesign scripts have been developed for each powertrain component. In order to reduce the complexity of the preliminary design step, small sets of parameters for each component have been selected, with the help of expert knowledge and further sensitivity analysis. The rest of the data for each component is kept constant. These design parameter sets are listed in Table 2. The scripts calculate technical characteristic curves (e.g. current limit for the battery) or maps (e.g. energy losses in the inverter) of the components based on the parameter sets. These curves and maps can be integrated in the vehicle simulation model (see Section 2.2). Battery Cell type Cell energy content Number of cells (serial and parallel) Voltage maps Current limits Energy content Inverter Semiconductor type Chip area Current and voltage limits Electric machine Machine type Lamination geometry Rotor diameter Magnetic length Number of coil windings pro slot Efficiency maps Control maps In addition, for each component material, volume and other technical data needed for a cost evaluation are collected during this preliminary design. The scalability of these is also a requirement to the model-building. In order to evaluate a PHEV powertrain (step 3 of the workflow, see Figure 1), several vehicle maneuvers (e.g. a certification procedure) have been selected (see first column of Table 3). These maneuvers are numerically simulated. Their results correspond to objective values (see second column of Table 3) for the optimization loop (e.g. in the case of the certification procedure: the CO 2 emissions and the electric range). These objective values can be set either as minimization or maximization goals respectively or as constraints in the optimization loop. In summary, they are requirements on the vehicle level, i.e. system requirements. 48 Certification Procedure Electric range in km CO 2 emission in g/ km Acceleration (electric) 0 to 100 km/ h in s Maximum speed in km/ h Climbing ability (electric) Climb grade in % Additional evaluation Cost in arbitrary unit In addition to the maneuvers, material and manufacturing costs are estimated for each design, based on data from existing production designs. The costs of each component of the electric powertrain are evaluated and the total system cost of each powertrain design is determined. Currently PHEVs must be certified regarding CO 2 and electric range in the EU according to the certification ECE R101 of the United Nations Economic Commission for Europe (UNECE) [12]. This procedure is based on the following equation to determine the overall CO 2 emission of PHEVs: , av e 2 av 1 e D D M D M D M (1) where M is the overall CO 2 emissions in g/ km, M 1 the CO 2 emissions in g/ km with a fully charged energy/ power storage device, M 2 the CO 2 emissions in g/ km with an electrical energy/ power storage system in minimum state of charge, D e the all-electric vehicle range, and D av is equal to 25 km (assumed average distance between two battery charges). The minimum state of charge is reached after repetitions of the NEDCs (New European Drive Cycle), if the energy balance during the cycle is below 3% discharge. The emitted CO 2 is then M 1 . The electric range itself is the measured driven distance until the ICE starts. Further electric range accumulation is possible under specific recuperation conditions in the revision 3 of the standard; nonetheless the revision 2 is used in this article. A last cycle is then driven in this minimum state of charge to determine M 2 . Since 2010 a new certification procedure is under development: the WLTP [13]. This procedure also assesses the number of drive cycles (the WLTC) repetitions until the battery is considered to be discharged. In fact, the end of the charge depleting mode is considered to have been reached in the n th WLTC when the break-off criteria is reached in the n+1 th cycle for the first time. The break-off criteria is reached when the net energy change in the battery is less than 4%. Afterwards, a cycle is driven in the 49 charge sustaining mode (net energy balance equal to 0) is driven. The overall CO 2 emission value for a vehicle is then determined according to the following equation: CS 2, k 1 j j k 1 j j CD, 2, j CO ) UF (1 CO UF M (2) where M is the overall CO 2 emissions in g/ km, CO 2,CD,j the CO 2 emissions in g/ km measured during the j th charge depleting phase, UF j the fractional utility factor of the j th charge depleting phase, k the phase number driven up to the end of transition cycle n, and CO 2,CS the CO 2 emissions in g/ km for the charge sustaining mode. An important difference of the WLTP in comparison to the ECE R101 procedure is the use of a utility factor. In fact, the utility factor weights the emitted CO 2 per phase of the drive cycle. Thereby it follows the idea that shorter distances driven electrically are more for PHEVs; in other words, the daily mileage should be driven electrically, whereas longer distances should be driven in hybrid mode. Hence, the utility factor (ratio based on driver statistics) increases quickly for the first driving phases and then progressively reduces. This has two consequences in practice. First, CO 2 is only emitted in the last charge depleting phases and then multiplied with reduced low fractional utility factors (first term of equation 2); second, the fractional utility factors accumulated in the electrically driven phases reduce accordingly the emitted CO 2 in the charge sustaining mode (second term of equation 2). The electric range is the driven distance in charge depleting mode until the ICE starts. In this paper, the utility factor in development for Europe has been used. Several optimization tasks have been defined to obtain insights into the influence of the certification procedure for PHEVs. In doing so, three car segments have been examined. The optimization goals are: and . In addition, several constraints are set in order to ensure customer-acceptance for vehicles on the Pareto front. These constraints are performance requirements, which have to be fulfilled during all electric driving. The selected optimization parameters and their ranges are summarized in Table 4. These ranges have been defined so that a wide variety of designs can be tested during the optimization. The cell scale factor enables for instance to vary the cell energy content. The limits for the number of coil windings per notch is chosen with regard to the voltage level of the selected inverter. For the three vehicle segments, two optimization tasks have been defined; the one for the ECE R101 procedure, the other one for the WLTP; thus six optimization tasks have been run. 50 Basic capacity 28 Ah 28 Ah 28 Ah P/ E 12 kW/ kWh 12 kW/ kWh 12 kW/ kWh # cells serial 70..140 70..140 70..160 # cells parallel 1..2 1..2 1..2 Cell scale factor 0,6..1,5 0,6..1,5 0,6..1,5 Type Si-IGBT (650V) Si-IGBT (650V) Si-IGBT (650V) Chip surface 300..600 mm² 300..600 mm² 300..600 mm² Type PSM (IMG) PSM (IMG) PSM (IMG) Diameter 340..400 340..400 340..400 Length 60..130 60..130 60..130 # coil windings per notch 70..160 70..160 70..160 Minimize CO 2 Minimize ePowertrain cost V max 135 km/ h Electric range > 30 km 0 100 km/ h in less than 15 s After several iterations (on average 2000) the Pareto front is established and does not significantly change anymore. The optimization heuristic has no convergence criteria, hence the decision to stop the optimization process is taken by experience. As previously mentioned, a fundamental question for designing PHEV powertrains is the general influence of the certification procedure with respect to determining CO 2 emissions. The designs on the Pareto-front show a nearly linear behavior between cost and electric range (see right panel of Figure 5), which results from the scaling of the battery. Indeed, the electric range of a PHEV grows linearly with the battery energy storage (see left panel of Figure 5). In addition, the battery cost is also in a quasi-linear behavior to its energy-content (see middle panel of Figure 5). This confirms the linear correlation between electric range and cost (the scaling of the battery through the designs on the Pareto front is further detailed in Section 4.5). Hence, it could be expected that CO 2 emissions are also correlate linearly with costs. Nevertheless, due to the certification procedure (see Section 3), the CO 2 emissions and the electric range do not correlate linearly. On the contrary, the procedure leads to a hyperbolic behavior, which is different for each vehicle segment (see 51 left panel of Figure 6). This PHEV specific effect leads to a non-linear behavior between CO 2 emissions and cost (see right panel of Figure 6). An exemplification of this effect is done with the compact class optimization run with the ECE R101 procedure. Some exemplary designs of the compact class cars are therefore selected (see Table 4): an expensive, a CO 2 -lean, and an intermediate one. These designs are marked in Figure 6 (right). 0 20 40 40 60 80 100 120 140 160 180 Battery energy content in kWh Electric range in km 0 20 40 300 400 500 600 700 800 900 Battery energy content in kWh Cost ePowertrain in arbitrary unit 0 500 1000 40 60 80 100 120 140 160 180 Cost ePowertrain in arbitrary unit Electric range in km Compact class Luxury class SUV 0 50 100 150 200 10 20 30 40 50 60 70 Electric range in km CO 2 in g/ km 200 400 600 800 1000 10 20 30 40 50 60 70 Cost ePowertrain in arbitrary unit CO 2 in g/ km Compact class Luxury class SUV Design 2 Design 2 Design 3 Design 3 Design 1 Design 1 The CO 2 emissions and the cost of these three designs are then varied with respect to -1 g/ km and +20 costs in arbitrary unit (a.u.). Designs are evaluated to determine those which fulfill these varied CO 2 emission values and costs respectively. The relative differences between original and varied values are computed in Table 5. The results of this analysis can be summed up as follows. The extra cost of 1 g/ km CO 2 52 emission reduction increases while the designs on the front become more expensive. In addition, the CO 2 emission reduction achievable for an exemplary extra cost of 20 a.u. becomes smaller with designs having better CO 2 performance. This issue makes the scaling of the powertrain difficult because no general CO 2 benefit/ extra costs ratio can be calculated. Therefore, the determination of a cost-optimal PHEV powertrain requires a specific method. This issue is explained in Section 4.3. 36,9 g/ km 24,9 g/ km 16,9 g/ km 336 a.u. 468 a.u. 698 a.u. CO 2 of -1g/ km Cost +0,8% Cost +4,1% Cost +7% Cost of +20 a.u. CO 2 -5,3% CO 2 -3,7% CO 2 -3% The first question which sparks interest regarding the conflicting goals and is the search of a cost-optimized PHEV system configuration. A method to answer this issue is the following. Once the Pareto-front CO 2 vs. cost has been established (see Figure 7), the CO 2 value of the non-hybrid vehicle, for which a plug-in hybrid version is investigated, can be added on the ordinate axis (diamond in Figure 7; the cost are equal to 0 since the powertrain is not electrified). Then, the tangent to the Pareto front (pointed line in Figure 7) passing this point is the cost optimal PHEV configuration for this reference non-hybrid vehicle. Beyond this point further CO 2 reductions can only be achieved with diminishing returns (decreasing benefit versus increase in cost). This approach relies on the OEM point of view: given a reference non-hybrid vehicle, one finds the corresponding cost-optimal configuration. Alternatively an arbitrary reference CO 2 emissions value (e.g. fleet average) could be used. 0 100 200 300 400 500 600 700 800 900 0 20 40 60 80 100 120 Cost ePowertrain in arbitrary unit CO 2 in g/ km Range for optimal system design Reference value: non-electrified powertrain Tangent to the Pareto front 53 The powertrain optimization proposes a cost-optimal PHEV version of a reference vehicle for a compact car class vehicle (CO 2 emissions of about 120 g/ km) which generates 35 g/ km CO 2 . The corresponding cost for the electric powertrain is estimated at 350 a.u. Once the current ECE R101 procedure has been investigated, it is compared with the WLTP. Therefore, the six optimization runs mentioned in section 4.1 are analysed. The trade-off CO 2 -emissions vs. cost for the three vehicle segments and the two certification procedures are shown in Figure 8. 300 400 500 600 700 800 900 0 10 20 30 40 50 60 70 Cost ePowertrain in arbitrary unit CO 2 in g/ km Compact class ECE R101 Luxury class ECE R101 SUV ECE R101 Compact class WLTP Luxury class WLTP SUV WLTP First of all, it is noticeable that compact class cars have better trade-offs (e.g. highest CO 2 reduction for a set system cost) in comparison to luxury class cars, and both of them have better trade-offs than vehicles in the SUV segment. This is relevant for both certification procedures. Taking the ECE R101 procedure, a compact class car generates 40 g/ km and costs about 330 a.u., whereas a luxury class car costs 500 a.u. (i.e. +50%) for the same CO 2 emissions approximately. Further, a SUV of this level belongs to the best performance in terms of CO 2 emissions and is accordingly more expensive (i.e. 770 a.u.) than comparable compact or luxury class cars (+133% and +54% respectively). SUV and luxury class vehicles are heavier and more powerful than compact class vehicles, which leads on average to increased CO 2 emissions. Nevertheless, for all vehicle classes, increasing battery energy storage leads to an enhanced electric range, which implies reduced overall CO 2 emissions. The point is to consider the CO 2 emission reduction obtained for a given additional cost. Indeed, for SUV vehicles, even a slight electrification from a 450 a.u. cost design to a 500 a.u. cost design enables a reduction from 70 g/ km to 60 g/ km. A further 10 g/ km re- 54 duction from 60 g/ km to 50 g/ km results in a 100 a.u. cost increase. However, for a compact class vehicle, such a slight electrification with comparable CO 2 emission reduction of 10 g/ km would cost 70 a.u. In addition, further 10 g/ km reduction would lead to extra costs of about 200 a.u. In summary, plug-in hybrid electrification is especially beneficial for SUV or luxury class cars (i.e. vehicles emitting in their nonhybrid version significant more CO 2 emissions than other cars) in order to reduce CO 2 emissions with limited additional cost. In a second step, the analysis of the Pareto front for WLTP certified designs shows a significant deviation from the Pareto fronts computed for ECE R101 designs. For instance, in the case of the SUV class vehicles, the WLTP certified designs perform at approximately 30 g/ km lower CO 2 emissions than the ECE R101 certified designs. In the cases of the compact class or luxury class vehicles, WLTP certified designs perform at approximately 15 to 20 g/ km lower CO 2 emissions. In order to investigate this effect, the designs optimized with the ECE R101 procedure are recalculated using the WLTP and vice-versa. 300 400 500 600 700 800 900 0 10 20 30 40 50 Cost ePowertrain in arbitrary unit CO 2 in g/ km ECE R101 optimized ECE R101 optimized recalculated in WLTP WLTP optimized WLTP optimized recalculated in ECE R101 As shown in Figure 9, the ECE R101 optimized / WLTP recalculated designs are equivalent; at the same time, the WLTP optimized / ECE R101 recalculated designs are also similar. Hence, the differences between the two certification procedures do not result from better designed powertrains. In fact, WLTP optimized designs are also competitive in the ECE R101 procedure, and vice-versa. The determination of the overall CO 2 emissions according to the current status of the WLTP seems to support PHEVs with high electric range compared to the ECE R101 one. Indeed, the electric range of 50 km of the investigated designs is one reason for the high CO2 emission difference. This result can be also be found in [14]. Nevertheless, the WLTP and the utility factor table are in progress and have not become final. Thus, the absolute values of CO2 emissions have to be carefully handled, with regard to the restrictions that might affect the results (e.g. fixed operating strategy, drivability, thermal management and procedure specific driving resistances are not considered) Instead, an 55 important aspect for the design of PHEV is that optimal designs obtained with the ECE R101 procedure remain optimal in the WLTP, and vice-versa. As mentioned in Section 4.2, the electric range of a PHEV increases linearly with the battery energy storage (see left panel of Figure 5). This effect is further investigated in the case of a compact class car with ECE R101 certification. The battery parameters number of cells in parallel, number of cells serial, and cell capacity scaling factor of the designs on the Pareto front are plotted against the electric range in Figure 10. As already mentioned, a way to reduce the CO 2 emissions of a powertrain is to increase its electric range. This is achieved by scaling the battery towards higher energy storage. Three ways are possible in this regard: increase the energy content of each cell, increase the number of cells connected in serial or increase the number of cells connected in parallel. As shown in Figure 10, the increase of the electric range among the design on the Pareto front happens first through the scaling of the cell capacity for a given number of cells switched in series without a parallel strand (until 65 km). Second, i.e. once the upper range limit of the parameter has been reached, the number of cells switched in series is increased progressively (until 85 km). At this point, a further enhancement of the battery energy storage, for the given type of inverter and the winding coils upper limit, can only be achieved by connecting the cells in parallel. In summary, an improvement (from the actual 30 km up to a more customer-friendly 70 km) of the electric range of a PHEV can already be achieved with a simple volume scaling of the cells and an increase of their number in series in the battery. 0 100 200 1 1.1 1.2 1.3 1.4 1.5 Electric range in km Cell scale factor 0 100 200 70 80 90 100 110 Electric range in km # cells in series 0 100 200 1 1.2 1.4 1.6 1.8 2 Electric range in km # cells in parallel 0 100 200 5 10 15 20 25 30 35 Electric range in km Battery energy content in kWh The influence of the acceleration time constraint is also investigated. Since the certification procedures do not cover high power requirements expected by customers in real world driving, this constraint was evaluated. Hence, this additional performance 56 requirement is needed to ensure that the powertrain is customer-friendly. The impact of this issue on the scaling of the EM and thereafter on the optimization of powertrains with regard to CO 2 emissions and cost is investigated in the case of a compact class car with ECE R101 certification. The EM parameters magnetic length, diameter and number of coil windings pro notch of the designs on the Pareto front are plotted against the acceleration time from 0 to 100 km/ h in Figure 11. The first data series is the result of an optimization run with a 15 s maximum acceleration time constraint and the second run is without any acceleration requirement. 10 15 20 60 60.5 61 61.5 62 0 to 100 km/ h in s Magnetic length in mm 10 15 20 340 341 342 343 344 345 346 347 0 to 100 km/ h in s Diameter in mm 10 15 20 110 120 130 140 150 160 0 to 100 km/ h in s # coil windings per notch NEDC optimized with acceleration time constraint NEDC optimized without acceleration time constraint It is noticeable that the designs of the EM with the 15 s constraints are quite similar. In fact, their magnetic length is about 60 mm, the diameter varies around 340 mm and the number of windings per notch is either around 120-130 or 150-160. The designs of the optimization run without acceleration requirement are different. Indeed, the acceleration time of the designs lies between 13 and 19 s. The magnetic length is of about 60 mm, the diameter varies between 340 and 346 mm, but the number of windings pro notch is around 160. This is the upper limit which has been set for this parameter. This is a hint that designs might be found upon this limit. The setting of a higher upper limit could indeed lead to a better use of the inverter voltage spread, which would lead to an improvements of the acceleration time. However, it seems that the definition of a constraint requirement leads to specific designs of the electric machine, whereas relaxing this constraint leads to more EM design diversity. It is then of interest to run two optimizations with regard to minimal CO 2 emissions and minimal cost with and without an acceleration constraint to assess strategies for product differentiation. For instance, this is helpful to define a portfolio with a standard and a sport version of a vehicle. The one optimization run leads to a vehicle fulfilling a given performance requirement, the other one results in a Pareto front with more diversity. The standard and the sport version can then be picked out: two similar powertrains from the point of view of the CO 2 and cost, but different 57 through their EM. In fact, as shown in figure 12, the setting of a performance constraint has no significant impact on the CO 2 / cost trade-offs. 300 400 500 600 700 800 900 10 20 30 40 50 Cost in arbitrary unit CO 2 in g/ km ECE R101 optimized with accleration time constraint ECE R101 optimized without acceleration time constraint This work presents a method for the development of PHEV powertrains. It covers the construction of a workflow combining powertrain component modeling, overall vehicle simulation and system optimization. Indeed, scalable technicaland cost-models of the electrical powertrain components are developed and integrated in an overall vehicle simulation. The results of the vehicle simulation are used for parameter optimizations in regards to conflicting system requirements, for instance: CO 2 emissions, cost, and acceleration time. The analysis of the optimization results develops an understanding of the interactions between powertrain components and the formulation of trends for the development of energyand cost-efficient PHEV powertrains. Moreover, the method is applied to a specific aspect in the development of PHEVs with P2 topology, namely the impact of the certification procedure. Indeed, although PHEVs are currently certified with regards to CO 2 emissions according to the norm ECE R101, the new standard WLTP is already under development and will take effect in 2020. It is therefore valuable to obtain insights of the different impact of these procedures on the development of energyand cost-efficient PHEVs, and further for different vehicle segments. This paper shows the non-linear behavior between emitted CO 2 emissions and costs resulting from the certification procedure and depending on the vehicle segment. It further proposes a method to find the cost-optimal plug-in hybrid version of a given conventional car. Moreover, by comparing optimizations according to the ECE R101 procedure or to the current status of the WLTP for three vehicle classes, this paper shows that optimal designs obtained according to the one procedure remain optimal according to the other. In addition, a strategy for battery scaling is explained to progressively increase the electric range of PHEVs in an always optimal CO 2 / cost ratio. Finally, the influence of a specific performance requirement on a system-level is analyzed and a strategy for the development of a product portfolio is sketched. Further work could consider Axle-split topologies in the case of PHEVs and investigate, among other cost/ technical aspects, the use of gear- 58 box systems. Another interesting research topic to be analyzed with this method is the benefit of alternative inverter or EM technologies. [1] Kraftfahrzeugverkehr in Deutschland 2010 (KiD 2010) - Schlussbericht Bundesministerium für Verkehr, Bau und Stadtentwicklung, 2012 [2] Philipp, K.; Jelden, H. & Neusser, H. Der elektrische Antriebsstrang des Volkswagen Golf Plug-In Hybrid. Fortschritt-Berichte VDI Reihe 12: Verkehrstechnik/ Fahrzeugtechnik, VDI-Verlag, 2013 [3] Eichler, F. Nachhaltige und emotionale Antriebskonzepte. MTZ - Motortechnische Zeitschrift, , 2014 [4] Ehrgott, M. Multicriteria Optimization. , 2005 [5] Deb, K. A Robust Evolutionary Framework for Multi-Objective Optimization. , 2008 [6] Tellermann, U. Systemorientierte Optimierung integrierter Hybridmodule für Parallelhybridantriebe. Dissertation, , 2008 [7] Bürger, S. Multikriterielle Optimierung von Hybridantriebskonzepten hinsichtlich Verbrauch und Dynamik. Dissertation, , 2012 [8] Moses, S. 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Working paper from 11th meeting of the Working Party on Pollution and Energy (GRPE) informal working group on WLTP, retrieved from https: / / www2.unece.org/ wiki/ download/ attachments/ 25270844/ WLTP-11- 04e%20-%20clean%20GTR%20Version%2026.05.2015.docx? api=v2, last consulted on 12 August 2015 [14] CO 2 -Emissionsreduktion bei Pkw und leichten Nutzfahrzeugen nach 2020 - Abschlussbericht. Institut für Kraftfahrzeuge - RTWH Aachen University, 2014 59 Joerg Mueller, Jens Liebold Years ago IAV introduced their scalable and modular electric drive unit DrivePacEV80 to the public. This engine was especially developed for compact cars because of its maximum power of 80 kW, maximum wheel torque of 3 200 Nm and a maximum speed of 160 km/ h. The conflict of aims to reach a maximum climbing ability with a high efficient electric motor could be accomplished by using a two-speed transmission. It is feasible for a wide range of speed and variable gear ratios for bigger and smaller cars. A modular drive unit which needs to fit to many different cars has to be designed as a model kit. This paper describes the results of the prototype verification as well as the further development of DrivePacEV80 to a modular model kit. Special attention will be given to the modularity for the number of speeds, their gear ratios and the size. Weight and production costs of the traction unit were considered as well. For the optimization of the electric motor a completely new tool named “E-motor Synthesis” was developed. This software enables the user to find the most beneficial electric motor out of a manually unmanageable amount of possible variants. This could be made possible by using a systematic and automatic investigation of the search area. For the copper squirrel cage of the induction motor a new production method was developed in cooperation with an industrial partner. This laser welding process enables manufacturer to produce the engines in series production. Vor einigen Jahren stellte IAV ihre skalierbare und modulare Antriebseinheit DrivePacEV80 der Öffentlichkeit vor. Mit einer Leistung von maximal 80 kW, einem Raddrehmoment von bis zu 3 200 Nm und einer Höchstgeschwindigkeit von 160 km/ h ist sie für Fahrzeuge der Kompaktwagenklasse sehr gut geeignet. Der Zielkonflikt zwischen maximaler Steigfähigkeit und maximaler Höchstgeschwindigkeit mit einem möglichst effizienten Motor zu erreichen, konnte durch ein Zweigang-Getriebe gelöst werden. Bezüglich der Anzahl der Gänge und deren Untersetzung ist es sinnvoll für kleine und größere Fahrzeugklassen weniger bzw. mehr Gangstufen anzubieten. Um den Bauteilaufwand zu minimieren und gleichzeitig an viele Fahrzeuge adaptiert werden zu können, ist ein Antriebssystem als Baukasten auszuführen. Dieses Paper beschreibt die Erkenntnisse aus Inbetriebnahme und den Versuchen des Prototypen auch die Weiterentwicklung der Antriebseinheit zu einem modularen 60 Baukasten für verschiedene Fahrzeuge. Besonderes Augenmerk wird hierbei auf die Weiterentwicklung des Getriebes mit einer Modularität der Gangzahl sowie deren Untersetzung und der hinsichtlich Größe, Gewicht und Fertigungsaufwand optimierten Antriebseinheit gelegt. Bei der Optimierung des Motors kommt ein neu entwickeltes Tool namens E-Motor-Synthese zum Einsatz, welches in einem gesetzten Suchraum systematisch und automatisch eine manuell unüberschaubar große Vielzahl an Varianten untersucht und anschließend die zielführendsten für eine Weiterentwicklung auswählt. Für die Herstellung des Kupfer-Rotors der Asynchronmaschine wurde zusammen mit einem Partner ein Schweißverfahren entwickelt, mit welchen der Kurzschlusskäfig des Asynchronmotors großindustriell hergestellt werden kann. Das sich ändernde Verständnis von Mobilität stellt Automobilhersteller zukünftig vor neue Herausforderungen. Vor allem Großstadtbewohner wünschen sich, sich nachhaltiger fortzubewegen und so die Lebensqualität auch für zukünftige Generationen zu sichern. Eine Verbesserung der Lebensqualität kann nur durch die Einhaltung der gesetzten Klimaschutzziele einhergehen. Hierbei sind nicht nur Luft- und Lärmemissionen zu berücksichtigen. Dennoch gilt als wohl wichtigste Gesetzgebung ist die Verordnung (EG) 443/ 2009, wonach der Flotten-CO 2 -Ausstoss von neu zugelassenen Pkw bis zum Jahr 2020 auf 95 g CO 2 / km reduziert werden muss. Anderenfalls sind Strafsteuern zu entrichten. Dieses Ziel ist ohne eine flächendeckende Elektrifizierung der Antriebe nicht möglich, wie Abbildung 1 verdeutlicht. Sie trägt die CO 2 - Emission verschiedener Fahrzeuge über deren Fahrzeugleergewicht auf. Es ist deutlich zu sehen, dass die für 2020 geltenden Grenzwerte von konventionell - und selbst von einigen hybridischen angetriebenen Fahrzeugen schwer erreicht werden. 0 100 200 300 400 500 750 1250 1750 2250 2750 CO 2 -Emission im NEFZ [g/ km] Fahrzeugleergewicht [kg] HEV PHEV Benzin Diesel 61 Im Jahr 2010 stellte IAV eine elektrische Antriebseinheit für Hybrid- und rein elektrisch angetriebene Fahrzeuge namens „DrivePacEV80“ vor. Erklärtes Ziel für diese Entwicklung ist es, eine Antriebseinheit zu definieren, welche bezüglich ihrer Bauform und der elektrisch installierten Leistung modular in verschiedene Bauräume integriert werden kann. Neben rein elektrischen Fahrzeugen dient sie auch als Antriebseinheit für „Axle-Split“-Hybridantriebe (P4-Hybridarchitektur). [1] Die Hauptziele für die Entwicklung dieses elektrischen Antriebskonzepts sind definiert durch hohe Effizienz und Fahrleistungen, welche vergleichbare Werte zu heutigen konventionellen Antrieben aufweisen müssen. Aus wirtschaftlichen Gründen soll die Antriebseinheit für einen möglichst universellen Einsatz geeignet, kompakt sowie einfach skalier- und integrierbar sein. Für die in diesem Artikel behandelte Anwendung in einem Fahrzeug der Kompaktwagenklasse liegen für die Auslegung folgende Werte zugrunde: • Anfahren an Steigungen von bis zu 30 % (beladenes Fahrzeug), • Höchstgeschwindigkeit von mindestens 160 km/ h (temporär bis zu 185 km/ h) und • Beschleunigung von 0-60 km/ h innerhalb von 4 s, 0-100 km/ h innerhalb von 10 s. Für die genannten Auslegungskriterien wurden bei IAV zahlreiche Längsdynamiksimulationen durchgeführt. Betrachtet man bei einem definierten E-Motor für die Kriterien Steigfähigkeit, Beschleunigungsvermögen, Effizienz sowie maximale Fahrgeschwindigkeit das jeweils optimale Übersetzungsverhältnis, ergibt sich hierfür ein sehr großer Bereich. Für einen definierten E-Motor mit einem permanenten Antriebsmoment von 150 Nm und einer Maximaldrehzahl von 8 000 min -1 liegen die optimalen Übersetzungen zwischen 12 und drei (siehe Abbildung 2). 0 10 8 6 4 2 12 Getriebeunterseztung [-] Fahrzeugsegment A Fahrzeugsegment C Fahrzeugsegment B Randbedinungen: E-Motor mit 50 kW bzw. 150 Nm(dauerhaft), max. Drehzahl: 8 000 min -1 62 Daraus wird ersichtlich, dass für die Erfüllung der hohen Anforderungen an Steigfähigkeit, Beschleunigung, Maximalgeschwindigkeit und Wirkungsgrad ein 1-Gang- Getriebe nur ein Kompromiss darstellen kann. Bereits mit einem 2-Gang-Getriebe lassen sich ein signifikanter Zuwachs an Zugkraft und eine häufigere Nutzung der Bereiche hoher Wirkungsgrade des E-Motors in vielen Fahrsituationen erzielen bzw. eine höhere Endgeschwindigkeit erreichen. [2] Abbildung 3 zeigt die von IAV vorgeschlagene Struktur einer 2-Gang-Antriebseinheit. Mit diesem DrivePacEV80 werden die gesetzten Anforderungen unter Verwendung eines einfachen Planetenradsatzes erfüllt. Die Schaltung erfolgt über zwei koaxial übereinander angeordnete, reibschlüssige Schaltelemente. Ein Parksperrenrad ist fest mit dem Abtrieb des Planetenradsatzes verbunden und kann das Fahrzeug so vor ungewolltem Fortbewegen sichern. Der elektrische Traktionsmotor umschließt koaxial die Differentialeinheit, welche mit dem Planetenträger in Verbindung steht. Bremse Kupplung Abtriebswelle E-Motor Parksperrenrad Final drive Differential innerhalb des Rotors 2-Gang Planetenradsatz Zudem enthält die Struktur zwei beidseitig angeordnete Achsübersetzungen zu den Fahrzeugrädern. Mit diesem Design wird eine hohe Flexibilität beim Einbau des DrivePacEV80 in verschiedene Fahrzeuge gewährleistet, da die beiden Achsübersetzungsstufen ohne aufwendige Modifikationen am Planetenradsatz einfach angepasst werden können. [2] Abbildung 4 zeigt die Umsetzung in 3D-CAD rechts und den ersten Prototypen links. 63 In aktuell in Serienproduktion befindliche elektrische Antriebseinheiten werden der E- Motor und die Leistungselektronik als getrennte Systemeinheiten betrachtet. Sie sind durch ein mehrphasiges Verbindungskabel verbunden, aber getrennt voneinander im Fahrzeug platziert. Die hohe Kupfermasse solcher Kabel sind wesentliche Kostentreiber. Zusätzlich stellen sie eine potenzielle Störquelle und beeinflussen den Wirkungsgrad des Gesamtsystems durch Stromwärmeverluste im Kabel und in den Verbindungselementen. Ziel für eine Weiterentwicklung des DrivePacEV80 ist daher den Zusammenschluss die funktional zusammengehörende Komponenten in das System integriert. Hochvolt-Anschluss Eingangsfilter Sensor für DC-Spannung bzw. Strom Getriebesteuergerät DC-Link Kondensatoren Halbbrücken Leistungsmodule mit Gate-Treiber AC Stromsensor DC-Link-Bus Flexible Ansteuer- und Datenleitungen Dreiphasen-Inverter Controller Anschluss für Bordspannung, CAN und Signale Zur Aufnahme der leistungselektronischen Komponenten sind plane Flächen erforderlich. Sie muss geeignet sein, die in den Leistungshalbleitern entstehende Verlustwärme an das Kühlmedium abzuführen. Hierfür wird die Leistungselektronik auf dem Umfang des Gehäuses angeordnet. Dadurch kann die Statorkühlung des E-Motors auch für die Kühlung der Leistungselektronik genutzt werden. Im Wesentlichen bestehen die modularen Halbbrücken aus dem Leistungshalbleitermodul, den zugehörigen Gate-Treibern mit der Schutzeinrichtung, dem Zwischenkreiskondensator und dem Stromsensor. Die Anordnung der Modulkomponenten erfolgt in Richtung des Leistungsflusses in axialer Richtung ausgehend von der batterieseitigen Einspeisung bis zu den Spulenenden der Statorwicklung des E-Motors, die an der Stirnseite herausgeführt werden. Damit lassen sich Kreuzungen im Leistungspfad vermeiden. Es ist zudem denkbar, weitere leistungselektronische Baugruppen, wie z. B. ein Traktionsnetz-DC/ DC-Wandler bzw. ein Ladegerät auf den Umfangsflächen aufzubauen. Darüber hinaus lässt sich die Zwischenkreiskapazität eines Halbbrückenmoduls exakt an die Systemkonfiguration, wie beispielsweise Batterietyp oder Leitungslänge zur Batterie, bzw. das Steuerverfahren des E-Motors anpassen, indem das Arrangement der Kondensatoren verändert wird. [2] 64 Weiterhin ist die Steuerelektronik für den Wechselrichter bzw. die Getriebesteuerung und Filterelemente für den Hochvolt-Zwischenkreis im Gehäuse integriert. Die wichtigsten Komponenten neuer Antriebssysteme sind neben Batterien, Elektromotoren und deren Leistungselektronik auch das Getriebe und dessen Aktuierung. Erfolgreiche Antriebskonzepte zeichnen sich dadurch aus, dass deren Komponenten exakt aufeinander abgestimmt sind. Um dies zu erreichen sind Versuche einzelner Komponenten und im Verbund ganzer komplexer Antriebssysteme auf Prüfständen im Entwicklungsprozess unabdingbar. Mittels moderner Prüfzentren ist es möglich, zeitaufwendige Tests von der Straße auf den Prüfstand zu verlagern und dadurch die Entwicklungszeiten neuer Fahrzeuge zu verkürzen. Das Testcenter für elektrische und mechanische Antriebe von IAV ist die Antwort auf diese neuen Herausforderungen bei der Entwicklung von Elektro- und Hybridfahrzeugen. Abbildung 6 gibt grafisch einen Überblick über die möglichen Prüfeinrichtungen und Prüfständen am Standort Chemnitz / Adorf. Messwarte Batterie-Prüfstand E-Motor-Prüfstand Logistik Hydraulik-Prüfstand Zell-Tester Getriebeprüfstand Beispielhaft soll im Weiteren die Verifikation und Validierung der direkten Ölkühlung des Elektromotors und die Bestimmung der Performance sowie der Effizienz des Gesamtsystems näher betrachtet werden. Zu den wesentlichen Konzeptmerkmalen von DrivePacEV80 gehört die direkte Kühlung des Stators und des Rotors der elektrischen Maschine mittels Getriebeöl. In Abbildung 7 ist das Aufheizverhalten des Elektromotors bei einer Leistungsabgabe von 45 kW dargestellt. Um die elektrisch leistungsführenden Bauteile thermisch zu schüt- 65 zen, darf eine definierte Temperatur nicht überschritten werden. Erfolgt die Kühlung des Stators ausschließlich über den Umfang, muss mit einer Temperaturgrenze von 150 °C die Leistung des E-Motors nach 18 Minuten zum Bauteilschutz reduziert werden. Diese Zusatzkühlung ermöglicht eine längere Verweildauer in den Arbeitspunkten der Spitzen- und Dauerleistung im Vergleich zur konventionellen Statormantelkühlung. Durch die Kühlung von Rotor und Wickelköpfen des Stators kann die gewünschte Leistung über einen signifikant längeren Zeitraum abgerufen werden. Andererseits erlaubt dieser positive Effekt auch die Verwendung eines leistungsschwächeren E-Motors, der dann länger bei hoher Last betrieben werden kann. Dies ist eins der wesentlichen Erkenntnisse der E-Motor-Entwicklung für die nächste Generation. Der für die Ölkühlung von Rotor und Wickelköpfen erforderliche Volumenstrom wird gemäß Leistungsanforderung an den E-Motor stufenlos eingestellt. 0 50 100 150 200 250 0 25 50 75 100 Temperatur [°C] Zeit [min] Stator ohne zusätzl. Kühlung Stator mit zusätzl. Kühlung Rotor ohne zusätzl. Kühlung Rotor mit zusätzl. Kühlung Abgabeleistung 45 kW Der Prototyp wurde auf dem Getriebeprüfstand mit zwei Bremsmaschinen getestet. Mit Hilfe des Prüfstands werden reale Fahrprofile nachempfunden, während die komplette Fahrzeugumgebung simuliert wird. Die Bremsmaschinen verfügen über jeweils 290 kW Bremsleistung und 4 200 Nm Bremsmoment. Die maximale Drehzahl beträgt 3 000 min -1 . Als Energieversorgung für die Antriebseinheit findet ein „Vehicle Energy System“ (VES) mit einer Leistung von 250 kW Einsatz. Um aussagekräftige Werte für den Wirkungsgrad zu erhalten, ist Messtechnik mit ausreichend hoher Auflösung und Reproduzierbarkeit erforderlich und ein exakt beschriebener Versuchsablauf einzuhalten. Bei der Ermittlung der Wirkungsgrade wird sowohl die zugeführte elektrische Leistung der Leistungselektronik als auch die Bremsleistung der Radmaschinen bestimmt. Erst nachdem sich im System thermische Beharrung eingestellt hat, werden die erforderlichen Parameter gemessen. Die im Versuch ermittelten Wirkungsgrade der beiden Gänge sind den Betriebsbereichen zugeordnet, in denen sie im Fahrbetrieb wirksam werden (vgl. Abbildung 8). Ein Kriterium für die Entscheidung eine 2-Gang-Lösung zu realisieren, ist die Möglichkeit, bei zweckmäßiger Wahl der Übersetzungen, die Bereiche hoher Wirkungsgrade im Fahrbetrieb intensiver nutzen zu können als bei einer 1-Gang-Lösung. Die Erprobungsergebnisse zeigen, dass sowohl im 1. Gang als auch im 2. Gang günstige Wirkungsgradbereiche vorliegen. Die gestrichelte Linie in Abbildung 8 trennt die jeweiligen Arbeitspunkte in Bezug auf Effizienz. Links derer ist der 1. Gang effizienter als der 2. Gang, rechts davon umgekehrt. 66 Effizienz [%] 0 100 Fahrzeuggeschwindigkeit [km/ h] Zugkraft [kN] 0 1 3 5 2 4 20 40 60 80 100 120 140 160 180 Für die zahlreichen Analysen zur Performance und zum Energieverbrauch des Antriebs wird das bei IAV entwickelte Programmmodul V-DS (Virtual Drive Simulation) verwendet. V-DS bietet die Möglichkeit, parametrische Antriebsstrangmodelle aufzubauen und die Längsdynamik zu simulieren. Der elektrische Antriebsstrang wird mit den Komponenten E-Motor, Schaltung, Hydraulik und Rad abgebildet. Der E-Motor ist dabei mit den gemessenen Kennfeldern beschrieben. In der Modellierung von Schaltung und Hydraulik wurden Verluste berücksichtigt. Um realistische Aussagen hinsichtlich Performance treffen zu können, ist der Kontakt zwischen Reifen und Straße schlupfbehaftet dargestellt. Die prognostizierte Performance lässt sich dank sehr guter Entwicklungswerkzeuge und Erfahrung der beteiligten Ingenieure bereits mit dem Prototypen gut darstellen. Mit der Überarbeitung des Systems kann weiteres Potenzial erschlossen werden. [2] Wie bereits im ersten Abschnitt erläutert, gilt es bei der Auslegung von Kraftfahrzeugen einige wichtige Anforderungen zu berücksichtigen. Nachdem der erste Prototyp das Potenzial des Konzeptes bestätigt, gilt es für die Weiterentwicklung weitere Aspekte zu berücksichtigen. So sind die Anzahl der Gänge und deren Untersetzung modular zu gestalten. Dies ist notwendig, um die Antriebseinheit in Fahrzeuge der Klasse A bis C/ D einsetzbar zu machen. Ein weiteres Ziel der Weiterentwicklung ist die Senkung des Gesamtgewichtetes, die Verringerung des Bauraumes und die Verkleinerung des Abstandes zwischen den beiden Abtriebsflanschen. Letztere begünstigt längere Abtriebswellen im Fahrzeug und damit die Einsatzmöglichkeit in unterschiedlichen Pkw. Mittels „Cost-Break-Down“-Analysen sind die Kostentreiber des Prototypen ermittelt wurden. Anhand der Zusammensetzung von Material- und Fertigungskosten für alle wesentlichen Einzelteile des Systems lassen sich durch Technologievergleiche weitere Rückschlüsse auf mögliche Serienproduktionsprozesse mit geringeren Kosten ableiten. Das so ermittelte Einsparpotenzial beträgt für einige Komponenten bis zu 38 %. 67 Weiterhin sind folgende Randbedingungen und Entwicklungsziele für die DrivePac_2 genannte Weiterentwicklung festgelegt: • Optimierung aller Komponenten, mit dem Ziel einer deutlichen Verringerung von Baugröße und Gewicht von 130 kg ohne E/ E-Komponenten, • Beibehaltung des hochintegrativen Aufbaus der mechanischen Komponenten, • betriebsfeste Dimensionierung der Maschinenelemente auf der Basis von konkre- ten Belastungszyklen, • Wechsel auf seriennahe Fertigungsprozesse zur besseren Ausnutzung des Materials bzw. Senkung des Materialaufwandes und • eine signifikante Kostenreduzierung. [2] Zum Erreichen der Gewichts- und Bauraumziele spielt die Optimierung des Elektromotors eine wesentliche Rolle. Der klassische Entwurf einer elektrischen Maschine basiert meist auf einer analytischen Erstauslegung, bei der die Erfahrung der Entwickler gefragt ist. Üblicherweise wird dabei eine Ausgangsvariante durch iterative, händische Optimierung in mehreren Entwicklungsschleifen bezüglich ausgewählter Eigenschaften verbessert. Um viele, zum Teil gegensätzliche Anforderungen zu erfüllen, werden eine Vielzahl von veränderlichen Größen der E-Maschine, wie z. B. Abmessungen des magnetischen Kreises, Materialien oder Wicklungsparameter, variiert. Darüber hinaus ist eine große Anzahl an Parametervarianten bezüglich ihrer Eigenschaften, wie beispielsweise statische und dynamische Drehmomente, Kosten und Bauraumbedarf, miteinander zu vergleichen. Die Anzahl möglicher Konfigurationen übersteigt dabei schnell eine manuell handhabbare Menge. Automatisierte Prozesse ermöglichen es, diese große Variantenanzahl zu bearbeiten. Dabei ist es notwendig, die Menge der Variationen von Auslegungsparametern systematisch zu betrachten, um für die jeweilige Triebstrangkonfiguration den am besten geeigneten Antriebsmotor zu definieren und Entwicklungspotenziale auszureizen. Darüber hinaus bieten flächendeckende Analysen eine hohe Entwicklungssicherheit. Die Software zum Durchführen der Optimierung und Berechnung sowie zur Parallelisierung der Berechnungsaufgaben wird von IAV als Eigenentwicklung vorangetrieben und an die Anforderungen des Auslegungsprozesses angepasst. Der Optimierungsprozess besteht aus den drei Schritten (vgl. Abbildung 9): 1. der Benutzereingabe der Modelldaten und Berechnungsparametern, 2. der automatischen Lösung der Optimierungsaufgabe und 3. der Auswertung der Optimierungsergebnisse in einer automatischen Nutzwertanalyse. Bei der Benutzereingabe werden ein initiales Motordesign, die Anforderungen an den E-Motor, die Modellparameter und die Optimierungsziele definiert. Zusätzlich werden Gewichtungs- und Ausschlusskriterien für die Berechnungsschritte und die nachgelagerte Nutzwertanalyse festgelegt. Die zu untersuchenden Eigenschaften werden analytisch oder mittels FEM berechnet. Optimierungsnebenbedingungen gewährleisten, dass die Ergebnisse technisch sinnvolle Ober- oder Untergrenzen der berechneten Eigenschaften einhalten. Beispielhaft seien hierbei Grenzwerte für Strom, magnetische Flussdichte, Wirkungsgrade, Materialkosten oder Massenträgheitsmomente erwähnt. 68 Das Resultat des Berechnungsschritts ist eine Menge von berechneten Maschinenvarianten. Um aus der Ergebnismenge die am besten geeigneten Varianten zu identifizieren, werden in einer Nutzwertanalyse alle handlungsbestimmenden Optimierungsziele, das heißt die zu bewertende Eigenschaften aller verbliebenen Maschinenvarianten, zu einer Gesamtbewertung zusammengefasst. Den einzelnen Eigenschaften werden hierbei für deren Bedeutung angemessene Gewichtungsfaktoren sowie Ober- und Untergrenzen zugewiesen. Letztere führen bei Verletzung der Grenze zum Ausschluss der Variante. Das Ergebnis der Nutzwertanalyse ist eine nach dem gewichteten Gesamtnutzwert sortierte Rangfolge der betrachteten Varianten. [4] Ein Netzwerk aus vielen Berechnungskernen, so genannte „High Performance Computer Cluster“ sind in der Lage mehrere zehntausend Varianten in wenigen Tagen zu betrachten. Benutzereingabe Berechnung Nutzwertanalyse Eingabedaten Parameter der Optimierung Optimierungsstrategien Evolutionary algorithm Parameter 2 Parameter 1 “Parents” of the next generation Gradient procedure Parameter 1 Function value 1 Pattern analysis Parameter 2 Parameter 1 High performance computing Variantenbetrachtung Ranking Post optimization process Berechnung 0% 20% 40% 60% 80% 100% 0 2000 4000 6000 g Abbildung 10 zeigt die Potenziale bei der Verwendung dieser Systematik. Anhand erster Studien zum Einfluss verschiedener Parameter, wie beispielsweise Lochzahl von Stator und Rotor, auf bestimmte wichtige Ergebnisse. Auf der horizontalen Achse sind die Verlustleitungen aufgetragen. Vertikal zeigen sich die Aktivteilvolumen, welche in Korrelation zu den Materialkosten stehen. Beide Eigenschaften sind jeweils gut, wenn ihre Eigenschaftswerte minimal sind. Es zeigt sich, dass sich die unterschiedlichen Optimierungsziele gegenseitig beeinflussen. Auch wenn schon der Motor der Ursprungsvariante eine gute Effizienz aufweist, so ist die Masse an Aktivmaterial vergleichsweise hoch. Wie Variante zeigt, kann das Volumen an Aktivmaterial gegenüber der Erstauslegung deutlich gesenkt werden ohne die Effizienz signifikant zu beeinflussen. Die bezüglich des Wirkungsgrades optimale Variante weist einen über etwa 90 % der Kennfeldpunkte besseren oder gleich guten Wirkungsgrad auf als die Grundauslegung. Dies ist nur mit einer Steigerung der Aktivteilmasse um 10 % möglich. Eine erhebliche Reduzierung zum Ursprungsvolumen (Variante ) ist jedoch mit einer Verschlechterung der Effizienz und Performance verbunden. Wenn mehr Parameter und Eigenschaften in die Optimie- 69 rung einbezogen werden, kann unter Umständen deutlich mehr Potenzial erschlossen werden. [2] Zusätzliche Entwicklungsziele können beispielsweise Massenträgheit, gegeninduzierte Spannung oder Leistungsfaktor sein. Summe der Verluste in wichtigen Arbeitspunkten Aktivteilvolumen 170 % 100 %100 % 110 % Polpaarzahl: 3 Polpaarzahl: 4 Polpaarzahl: 5 Analytische Lösung des DrivePacEV80 Reduzierte Masse bei gleicher Effizienz Beste Lösung bezüglich Effizienz Beste Lösung bezüglich Aktivteilvolumen Abbildung 11 zeigt den Vergleich der beiden Getriebestrukturen DrivePacEV80 und DrivePac_2. Die wesentliche Änderung besteht im Planetenradsatz. Ein Ravigneaux- Radsatz, bestehend aus der Kopplung eines Positiv- und eines Negativ- Planetenradsatzes, übernimmt die Aufgabe des Wechselgetriebes. Analog der Erkenntnisse aus Abbildung 2 ordnet sich die Untersetzung des zweiten Ganges mit 5,6 zwischen den 1. und den 2. Gang (10,6 bzw. 3,3) und erschließt damit Potenziale vornehmlich bei Beschleunigungen und beim Verbrauch. Der Stufensprung von ursprünglich 3,12 reduziert sich auf 1,89 bzw. 1,69, was dem Schaltkomfort zu Gute kommt. Für die weiterhin zugkraftunterbrechungsfreie Schaltung zwischen den Gängen ist eine weitere Bremse integriert wurden. Als Antriebselement ist der Elektromotor weiterhin mit dem Sonnenrad des einfachen Planetenradsatzes fest verbunden. Für den kompakten und hochintegrativen Aufbau vorteilhaft zeigte sich die Unterbringung des Differentials im Hohlraum des E-Maschinenrotors. Dies wird auch für das DrivePac_2 übernommen. 70 i 1,gesamt = 10,3 i 2,gesamt = 3,3, f 1/ 2 = 3,12 i 1,gesamt = 10,6 i 2,gesamt = 5,6, f 1/ 2 = 1,89 i 3,gesamt = 3,3, f 2/ 3 = 1,69 Als reibschlüssige Schaltelemente dienen zwei Bremsen und eine Kupplung. Damit sind zugkraftunterbrechungsfreie Lastschaltungen zwischen allen Gängen möglich. Die Bremsen können jeweils das Hohlrad bzw. das Sonnenrad des Positivradsatzes drehfest mit dem Gehäuse verbinden. Sie stellen die Untersetzung für den ersten bzw. zweiten Gang. Eine Verbindung des zweiten Sonnenrades mit dem Steg verblockt das Planetengetriebe, was den dritten Gang definiert. Ein Abtrieb vom Planetenradgetriebe zum Differential wird mittig über den Steg des Ravigneaux-Satzes realisiert. (vgl. Abbildung 12) Elektromotor Final drive Zwei Bremsen Planetenradsatz Eine Kupplung 71 Dieser begünstigt die Modularität bzw. die hohe Bauteilgleichheit zwischen der 1-, 2- und 3-Gangvariante des DrivePac_2, wie sie in Abbildung 13 gezeigt ist. Wesentliche Teile des Gehäuses, der Elektromotor, das Differential und eine Abtriebsstufe sind für alle drei Varianten identisch. Lediglich das mittlere Gehäuse, welches als Lagerschild fungiert, und der die Kombination er Teile des Planetenradsatzes ist für jede Stufe unterschiedlich. Durch den Entfall aller Schaltelemente in der 1-Gang-Variante wird das Hohlrad fest mit dem Gehäuse verbunden. Für die 2bzw. 3-Gang-Derivate sind die zweite Bremse und die Kupplung identisch. Die zweite Abtriebsstufe passt sich in ihrer Länge an das kürzer werdende Getriebe an. 1-Gang-Variante 2-Gang-Variante 3-Gang-Variante Die Auslegung der Maschinen- und Schaltelemente erfolgt betriebsfest, d. h. sie bestehen die Festigkeitsprüfung nach einem vorgegeben Lastprofil, welches der Belastung eines Fahrzeuglebens entspricht. Abbildung 14 zeigt den Vergleich der Silhouetten des DrivePacEV80 und der 1bzw. 3-Gang-Variante seines Nachfolgers DrivePac_2. Abzüglich der Gewichte für die Elektronik konnte das Gewicht von untern 100 kg das Zielgewicht deutlich unterschreiten. Mit einem Außendurchmesser von 360 mm und einer Länge von Flansch zu Flansch von 490 mm ist diese Antriebseinheit für Fahrzeuge der Klasse C bzw. D sehr gut geeignet. Die 1-Gang-Variante ist mit einem Flanschabstand von 460 mm ausreichend kurz, um selbst in Bauräumer kleiner Fahrzeuge integriert werden zu können. 600 mm 490 mm 460 mm 360 mm 425 mm DrivePacEV80 DrivePac_2, 3-Gang-Variante DrivePac_2, 1-Gang-Variante 72 Die Konstruktion des DrivePac_2 wird wesentlich durch den Elektromotors bestimmt. Entsprechend der Ausführungen in [1] zeigt sich der Einsatz eines Asynchronmotors mit einem Kurzschlusskäfig aus Kupfer für dieses Konzept als besonders zielführend. Ein Rotor mit Kupferkäfig hat aufgrund der gegenüber Aluminium über 50 % besseren elektrischen Leitfähigkeit geringere Stromwärmeverluste. Während bei Aluminium der Rotor nach dem Stand der Technik üblicherweise im Druckgussverfahren hergestellt wird, ist dies bei Kupfer auf Grund der viel höheren Schmelztemperatur schwierig. Neben den hohen Kosten der Gussformen, die aus widerstandsfähigem Material bestehen müssen, kann es durch Lufteinschlüsse und Ausgasungen zu einer Verringerung des wirksamen Kupferquerschnitts und damit zu erhöhten Verlusten kommen. [1] Zusätzlich stellt Kupferdruckguss ein für Prototypen in Bezug auf die Kosten und Lieferzeit untaugliches Herstellungsverfahren dar. Aus diesen Gründen wurde der erste Rotor des DrivePacEV80 mittels einem Hartlötverfahren gefügt. Die einzelnen Kurzschlussstäbe bestehen aus gezogenem Kupfer, die Kurzschlussringe werden spanend bearbeitet. Während des Fügevorgangs wird der Kurzschlussring (vgl. Abbildung 15) auf eine Temperatur oberhalb der Liquidustem-peratur des Lotes erwärmt. Wie in Abbildung 15 links zu sehen können, sich auch hier während des Vorgangs Lufteinschlüsse bilden. Die Löttemperatur beträgt bei üblichen silber- und phosphorhaltige Hartloten bei über 450 °C. Kurzschlussring Kurzschlussstab Blechpaket Lötstelle Lufteinschluss Gerissene Lotschicht Bedingt durch die hohe Fügetemperatur erfährt das Kupfer im Ring und in den Stäben eine Gefügeänderung ähnlich dem Weichglühen. Die Festigkeit des Ausgangsmaterials von 300 MPa sinkt auf unter 150 MPa. [3] Eine Folge dieser Schwächung des Materials ist eine veritable Verformung, speziell im Bereich der Kurzschlussstäbe. Die auftretenden Spannungen haben das Lot aufreißen lassen (vgl. Abbildung 15 links). Für die Weiterentwicklung des Motors scheidet dieses Fertigungsverfahren somit aus. Bereits während der Prototypenphase konnte mit der Firma Wieland Werke AG ein kompetenter Partner für kupferverarbeitende Prozesse gewonnen werden. Ein später gefertigter zweiter Rotor mit einzelnen axial, d. h. stirnseitig, mit dem Kurzschlussring verschweißten Stäben (vgl. Abbildung 16) erfüllte alle Anforderungen der elektromagnetischen und mechanischen Auslegung. Dass die Bauteile zur weiteren Bear- 73 beitung nicht abgekühlt werden müssen ist ein weiterer Vorteil des Laserschweißverfahrens. Lediglich die hohe Prozesszeit und die damit verbunden hohen Kosten machen diese Form der Verbindung für eine Großserie unwirtschaftlich. Für die Weiterentwicklung des Motors wurde der Prozess umgestellt. Anstelle jedes Kurzschlussstabs einzeln zu verschweißen wird der Laserstrahl nun radial zugeführt. Somit kann in einer sich drehenden Bewegung binnen kurzer Zeit eine stoffschlüssige Verbindung alle Stäbe mit den jeweils benachbarten Scheiben, welche den Kurzschlussring bilden, geschaffen werden. Mit einer Laserleistung von 16 kW kann eine Eindringtiefe von bis zu 6 mm erreicht werden. Eine solche Tiefe ist notwendig, um den elektrischen Widerstand im Kurzschlussring so gering wie möglich zu halten. [3] Abbildung 17 zeigt den prinzipiellen Aufbau der Kurzschlussringverbindung und die sich ergebende Schweißverbindung im Schliffbild (links). Geschweißte Kontaktverbindung Kurzschlussringe Kurzschlussstab Blechpaket Rohmaterial Schweißverbindung Quelle: Wieland Im Gegensatz zum Hartlötprozess werden die zu fügenden Partner nicht vollständig, sondern nur lokal erwärmt. Die Festigkeit im restlichen Werkstoff bleibt weitgehend erhalten. Zusätzlich ist es möglich die Festigkeit eines oder beider Fügepartner durch Verwendung von Legierungselementen, wie z. B. Zirkon, gesteigert werden. Abbildung 18 zeigt eine Seite eines fertig geschweißten Rotors bei dem vier Scheiben den Kurzschlussring bilden. 74 Quelle: Fa. Wieland Im Jahr 2010 erörterte IAV mit ihrem Konzept DrivePacEV80, dass mehrgängige elektrische Antriebseinheiten in Pkw deutliche Vorteile gegenüber Lösungen mit nur einer festen Übersetzung. Das Hauptaugenmerk bei dieser Entwicklung lag auf der Realisierung eines robusten Funktionsprototyps. Auf Prüfständen des elektromechanischen Prüfzentrums von IAV wurde neben den Komponenten E-Motor und Mechatronik auch das Gesamtsystem in Betrieb genommen und verifiziert. Die Funktionalitäten, der Energieverbrauch und die Performance der Antriebseinheit konnten bestätigt werden. Für die nächste Entwicklungsstufe - dem DrivePac_2 - wird der Entwicklungsschwerpunkt auf der Reduzierung von Abmessungen und Gewicht sowie der Verbesserung von Schaltabläufen und dem Schaltkomfort gesetzt. Die Konstruktion und Auslegung der Bauteile erfolgt nach serientypischen Gesichtspunkten. Ein wesentlicher Schritt in diese Richtung wird mit einem für die neue Einheit optimierten Elektromotor getan. Die so genannte Elektromotoren-Synthese ist ein automatischer Prozess, welcher aus einer unüberschaubar großen Anzahl möglicher E- Motor-Varianten die Maschine zu findet, welche den Lastenheftforderungen am besten genügt. Der mit Hilfe dieser Methode entwickelter Elektromotor ist im Bauraum deutlich kleiner, als der erste analytisch ausgelegte Prototyp. Weitere Potenziale in Bezug auf Effizienz und Schaltkomfort erschließt ein neu entwickeltes Getriebe auf Basis eines Ravigneaux-Radsatzes. In Bezug auf die Anzahl der Gänge und deren Untersetzungen ist es so konzipiert, dass es mit einem hohen Anteil an Gleichteilen modular als 1-, 2bzw. 3-Gang-Antrieb aufgebaut werden kann. Ein weiterer Schritt zur Serientauglichkeit des Elektromotors ist ein von der Fa. Wielandwerke AG entwickeltes Laserschweißverfahren. Mit ihm ist es möglich die hohe Prozessgenauigkeiten sowie die kurzen Prozesszeiten, geringe elektrische Übergangswiderstände zwischen den Fügepartnern und hohe Bauteilfestigkeiten darzustellen ohne die Nachteile von Löt- oder Kupferdruckgussverfahren in Kauf zu nehmen. Mit 100 kg ohne Elektronik und Steuerung ist das deutlich unterschritten wurden. Bezüglich der Baugröße ist diese Antriebseinheit für Fahrzeuge der Klasse A bis C/ D attraktiv. 75 [1] Schneider, E.; Fickel, F.; Cebulski, B.; Liebold, J.: „Highly integrative and flexible electric drive unit for electric vehicles”, ATZ 10 / 2011 [2] Berg, Dr. M.; Reimann, W.; Voss, Prof. Dr. B.: „DrivePacEV80 - Highly Integrative Electric Drive Unit for Electric Vehicles”, 22nd Aachen Colloquium Automobile and Engine Technology 2013 [3] Voggeser, V; Wolf, M.; Dr. Schuhmann, Th.; Liebold, J.: “Investigation on the Mechanical and Electromagnetical Performance of a Squirrel Cage Induction Machine with Radially Laser Welded End Ring Connections”, E|DPC International Electric Drives Production Conference 2015 [4] Mueller, Dr. J.; Liebold, J.; Schuhmann, Dr. Th.; Meyer, Dr. M.: „Optimisation of electric motors for traction drives”, ATZ 10 / 2015 76 Daniel Sigmund, Magnus Böh, Andreas Lohner In the course of a research project, founded by the state of North Rhine-Westphalia, a novel plug-in hybrid electrical vehicle with all-wheel drive was developed in collaboration with industrial partners from Germany and the Netherlands. Within 3 years, an energy efficient, power-splitting hybrid drive train was developed, constructed and integrated into a testing vehicle (Ford Focus) which was on road approved under conditions of urban traffic successfully. Key feature of the presented propulsion system is a double rotating electric machine (DrEM), which features a rotatable stator (outer rotor). The inner rotor is connected to a range extender (RE); the outer rotor is connected to the front axle differential in order to drive the front axle via the RE, decoupled from the vehicle speed. In combination with two electric machines, powering the rear wheels directly, the RE can be run in any operation point, regardless of the driving dynamics. By fixing the crankshaft of the RE, the vehicle can be driven purely electrically by the rear wheel machines and the DrEM on the front axle. Im Zuge eines vom Land NRW geförderten Forschungsprojektes ist ein neuartiges Plug In Hybridfahrzeug entwickelt worden. Zusammen mit den beiden Projektpartnern Meta Motoren und Energie Technik aus Herzogenrath bei Aachen und Centre for Concepts in Mechatronics aus Nuenen bei Eindhoven (NL) ist innerhalb von 3 Jahren (Juni 2012 bis Juni 2015) eine effiziente Allrad Antriebstopologie entwickelt und als Demonstrator in ein Fahrzeug der Kompaktklasse integriert worden. Das Testfahrzeug wurde erfolgreich auf der Straße für den Betrieb im innerstädtischen Bereich erprobt. Herzstück dieser Antriebstopologie ist eine doppelt rotierende Elektrische Maschine kurz DrEM genannt. Ihr Stator ist drehbar gelagert und an die Kurbelwelle eines Range Extenders gekoppelt, während der Rotor über eine feste Getriebeübersetzung mit dem Differential der Vorderachse verbunden ist. Durch diese Entkopplung ist es möglich, den Range Extender jederzeit in seinem optimalen Drehzahlarbeitspunkt zu betreiben. Um den Range Extender nicht nur in seinem optimalen Drehzahlarbeitspunkt sondern auch in seinem optimalen Drehmomentarbeitspunkt betreiben zu können, werden an der Hinterachse zwei radnahe Synchronmaschinen eingesetzt. Durch Festbremsen der Kurbelwelle ist es möglich, das Fahrzeug rein elektrisch über die Hinterradmaschinen und die doppelt rotierende elektrische Maschine an der Vorderachse anzutreiben. 77 Wie der jüngste IPCC-Klimabericht erneut dokumentiert, ist eine der großen und ungelösten, gesellschaftlichen Aufgaben die Abwendung des drohenden Klimawandels mit der dazu notwendigen Minimierung des Ausstoßes an klimaschädlichen Gasen [1, 2]. Weltweit ist der Straßenverkehr durch die Verbrennung fossiler Brennstoffe in einem erheblichen Maße für die Erzeugung des klimawirksamen Gases Kohlendioxid (CO 2 ) verantwortlich [1, 2]. Als Beitrag zur Verringerung der CO 2 -Emmissionen des Individualverkehrs ist das erklärte Ziel des hier beschriebenen, dreijährigen Forschungs- und Entwicklungsprojektes, eine energetisch hocheffiziente und zugleich kostengünstige elektrische Antriebstopologie für einen PKW zu entwerfen und aufzubauen, die allradangetrieben, innerstädtisch rein elektrisch (Plug-in) und außerstädtisch mit einem effektiven Range Extender betrieben werden kann [2]. Hierbei werden die beiden deutschen Projektpartner aus dem NRW/ EU Ziel2-Programm gefördert [2]. Zudem hat das Projekt den EUREKA-Status erhalten (Bild 1) [2]. In Bild 2 ist die Antriebstopologie des vorgestellten, leistungsverzweigten, hybriden Plug-In Fahrzeuges dargestellt. Als Plattform zur Erprobung und Evaluierung wurde ein konventionell angetriebener Ford Focus mit der Topologie des Projektvorhabens modifiziert [2]. Der im Ford Focus verwendete Verbrennungsmotor wurde speziell für den Einsatz als Range Extender (RE) im vorgestellten Antriebsstrang von der Meta Motoren und DrEM ICE Li-Io Battery AC DC AC DC DC AC DC DC Power Grid Power Grid El. rear Axle Drive 78 Energie Technik GmbH modifiziert (finale Leistung: 34 kW) und für einen Betrieb in einem eingeschränkten Last- und Drehzahlbereich optimiert. Eine doppelt rotierende elektrische Maschine (DrEM) mit 25 kW überträgt das Drehmoment des RE über ein Differential an die Vorderachse. Dazu ist der innere Rotor der DrEM mit dem RE verbunden. Der ebenfalls rotatorisch gelagerte Stator (äußerer Rotor) treibt das Vorderachsdifferential an, wodurch die Kurbelwellendrehzahl von der Fahrzeuggeschwindigkeit entkoppelt wird. In Kombination mit dem elektrifizierten Hinterachsantrieb durch zwei radnahe Synchronmaschinen (2 x 34 kW peak ) wird der RE komplett von der Fahrdynamik entkoppelt [2]. Da der RE über einen Freilauf gegen die Drehrichtung der Kurbelwelle verriegelt ist, ist es möglich das Fahrzeug über beide Achsen rein elektrisch anzutreiben. Als Energiespeicher wurden 40 Lithium-Ionen Zellen (high power) zusammen mit einem Batterie Management System (BMS) zu einer Batterie mit ca. 6 kWh (bis zu 1000 W/ kg) zusammengefasst [2]. Ein dreiphasiger Zweiquadrantensteller setzt die Batteriespannung in den Zwischenkreis hoch und wird zusätzlich genutzt, um die Speichereinheit aus dem Netz zu laden [4]. Die Wechselrichter der Traktionsmaschinen sind modular zum dreiphasigen DC/ DC-Wandler aufgebaut und unterscheiden sich im Wesentlichen durch die FPGA-basierte Ansteuerung der Halbleitermodule [2, 4]. Für den vorgestellten hybriden Antriebstrang mit doppelt rotierender elektrischer Maschine wurde ein Energie Management System (EMS), welches die Traktionseinheiten steuert, simulationsbasiert entwickelt und für einen energieeffizienten Betrieb parameteroptimiert [3]. Zur Erprobung und Evaluierung des Antriebsstranges wurde das spezifisch entwickelte EMS, inklusive der Ansteuerung der Traktionseinheiten und der Hilfsantriebe über CAN, mit der dSPACE MicroAutoBox II (MABX) in ein Erprobungsfahrzeug integriert. Bild 3 zeigt die Hauptebene der in MATLAB/ Simulink modellierten Fahrzeugsteuerung als Überblick. I v eh_spd_km_h veh_spd_calc Components Vehicle_speed1 SOC logFiles data_out Temp_rear_STM32 El_driv ing Vehicle_speed_kmh I gnition_key position R ev erse Gear Precharge_ready DC_LIN K_EN TLADEN Vorladerelais Hauptladerelais U mrichterf reigabe StartUpVehicle C om ponent s Vehicle_speed_kmh data_Out Safety I Hauprrelais Umrichterf reigabe Vehicle_speed_kmh SOC SOC dat a_In dat a_Out RangeExtender_meta RTI Data I Precharge_ready Precharge_ready Pedal Poti1 pedal_percent pedal_uint 8 pedal_quadrat pedal_speed MBAX ADC Zuendschlusselposition Lenkmoment 1 Lenkmoment Vorzeichen Lenkwinkel MABX CAN3 Servolenkung v _v ehicle <Licht schalter> <Zuendschluesselposistion> <H andbremse> <Bremspedaldruck> <Lenkwinkel> <Lenkmoment > <VorzeichenLenkmoment > <Rueckwaert sgang> <Gaspedalstellung> <Gaspedal_speed> <Lenkmoment > <VorzeichenLenkmoment > <Motordrehzahl> Motordrehzahl_dsply <Motor_AN > RaddrehezahlH L R addrehezahlHR R addrehzahlVL MABX CAN 1 (Focus) Out 1 Li -Io_battery [RUECKW] Goto7 [max_Stromwert] Goto6 [reverse_gear] [DC_LINK_ENTLADEN] Goto4 [Vehi cl e_speed_km_h] Goto38 [Precharge_ready] Goto37 [Lenkwinkel] [LenkmomentVorzei chen] [Raddrehzahl VL] [Lenkmoment] [RaddrehzahlHR] [Raddrehzahl HL] [pedal _poti1] [el_driving] Goto29 Vorl aderelais Goto27 Umrichterfreigabe Goto26 Hauptrelais Goto25 [SOC] Goto24 [data_components] Goto2 [n_RE] [pedal_percent] [brake_pedal] [i gniti on_keyposition] [DataSafety] Goto Umrichterfreigabe From9 [Vehi cle_speed_km_h] From8 [Vehicle_speed_km_h] From7 [Vehicle_speed_km_h] From6 [data_components] From5 Umrichterfrei gabe From4 [RUECKW] From3 Umrichterfreigabe From26 Hauptrelais From25 [Lenkwinkel] From24 [LenkmomentVorzeichen] From23 [Lenkmoment] From22 [i gniti on_keyposition] From21 [SOC] From20 [DC_LINK_ENT LADEN] From2 [Vehicl e_speed_km_h] From19 [Precharge_ready] From18 [reverse_gear] From17 [i gnition_keyposition] From16 [el_driving] From15 [DataSafety] From14 [brake_pedal] From13 Umrichterfreigabe From12 Hauptrelais From11 Vorladerelais From10 [max_Stromwert] From1 [pedal_percent] From I FeedForward_DCDC_bat C om ponent s Vehicle_speed_kmh Pedal_percent Brake_pedal Max: current_EMB D irection_EMB D C-link_discharge U mrichterf reigabe D at aSaf ety data_Out EMS dat a_in data_out EMB dat a_In dat a_Out DrEM Umricht erf reigabe dat a_In dat a_Out DCDC_bat U mrichterf reigabe data_out DCDC_Bordnetz CAN Components F ahrmodus max. Stromwert But ten/ Rückwerts Bedienanteil TRI el_driv ing Vorladung ok data_out BMS_master I Aux_ctrl D CDC_bat EMB Li_Io_battery R ange Ext ender DrEM Saf ety EMS Temp_rear_STM32 BMS_master DCD C_Bordnetz EMS HMI Start-up section Safety device unit Master control Data processing EPAS Ford Focus CAN 79 Der Fahrer startet das Antriebssystem und parametriert die elektrische Leistung über ein in der Mittelkonsole des Fahrzeugs befindlichen Bedienteil. Die Eingabesignale werden im Fahrzeugsteuermodell (Human Man Interface - ‚HMI‘) eingelesen, um über die ‚Start-up section‘ den Antriebstrang in einen betriebsbereiten Zustand zu setzen. Hierzu wird die Zündung des Fahrzeugs aktiviert und ein Startknopf im Bedienteil betätigt. Das ‚EMS‘, welches die optimierten Steuerungsalgorithmen beinhaltet, übergibt die ermittelten Betriebsparameter zur Steuerung der Traktionseinheiten als Sollwerte an das Subsystem ‚Master control‘. Dazu kommuniziert ‚Master control‘ mit dem Steuergerät des Range Extenders, den Umrichtern der DrEM und der elektrischen Hinterradmaschinen sowie mit dem Zweiquadrantensteller der Li/ Io-Batterie über CAN. Zusätzlich werden Hilfsantriebe wie der Bordnetzumrichter, die Lüfter der DrEM und des RE-Kühlkreislaufes, die Kraftstoffpumpe und die Unterdruckpumpe für das Bremssystem über CAN angesteuert. Bild 4 beschreibt den Zustandsautomaten, welcher den Fahrmodus des Antriebsstranges bestimmt und als Teil des EMS in der dSPACE MicroAutoBox II implementiert ist [3]. Beim Starten der MABX befindet sich der Zustandsautomat im Zustand ‚ ‘. Die allgemeine Umrichterfreigabe ‚ ‘ schaltet in ‚ ‘, um das Fahrzeug im innerstädtischen Betrieb bis zu 26 km weit [3] rein elektromotorisch über beide Achsen anzutreiben. Bei niedrigem Ladezustand der Traktionsbatterie oder im außerstädtischen Betrieb soll der RE zugeschaltet werden, jedoch nicht unter 20 km/ h, um die Leistung der DrEM zu begrenzen [3]. ==1 ==0 >=2000 <=0 & ==0 ==0 ==0 <=( -5) ==1 80 Zur Erprobung des Antriebsstranges im Testfahrzeug, bezüglich des Zuschaltens und des Betriebs des RE unter innerstädtischen Bedingungen, wurde der RE stets ab 20 km/ h zugeschaltet (‚ >= ‘, =20). Der Verbrennungsmotor kann nur gestartet (und betrieben) werden, wenn die allgemeine Umrichterfreigabe besteht (‚ ‘), der Zweiquadrantensteller der Batterie aktiv ist um die erzeugte Energie in den Li/ Io-Speicher zu führen (‚ ‘) und kein Error State des Systems der Komponentensicherheit (‚ ‘) aktiv ist. Die Freigabe des RE (‚ ==1‘) im Zustand ‚ ‘ schaltet den Zustandsautomaten in den Zustand ‚ ‘, in welchem der Verbrennungsmotor bei aktivierter Zündung durch die Drehzahlregelung der DrEM auf die vom EMS ermittelte Solldrehzahl geschleppt wird [3]. Ab 2000 U/ min wird angenommen, dass der RE ein stabiles Drehmoment aufgebaut hat. Dieses wird über den Zustand ‚ ‘ ausgegeben. Beim Unterschreiten von 15 km/ h (‚ <=( -5)‘) wird das Fahrzeug wieder elektromotorisch im Allradbetrieb angetrieben, sobald die Kurbelwelle des RE ausgedreht ist. Für den Betrieb des Testfahrzeuges mit dem integrierten, hybriden Antriebsstrang mit elektrischem Allradantrieb wurden die simulationsbasiert entwickelten EMS- Algorithmen [3] in der Fahrzeugsteuerung umgesetzt und unter anderem mit einer Kompensation des Vorderachsdrehmomentes erweitert. In Bild 5 ist das Blockschaltbild dargestellt, aus welchem die Ansteuerung der elektrischen Traktionsmaschinen, bzw. deren Umrichter zur Integration in der MABX abgeleitet worden ist. Das über einen Analogeingang eingelesene Signal des Gaspedalpotentiometers wurde auf 100% skaliert und über einen Faktor ‚ ‘ zu einem Sollstrom für die Hinterachsmaschine umgerechnet (‚ ‘). Der Faktor ‚ ‘ kann vom Set current SYM right Set speed RE + - - Accelerator pedal (0…100%) Actual current DrEM Set current SYM left Set current DrEM Low-pass filter SYM= Rear axle machine = Torque constant rear axle machines = Torque constant DrEM Actual speed RE RE on 1 Drag RE 0 1 Brake pedal (0…100%) Speed controller - Front axle differential ratio 81 Fahrer in einem Werteband parametriert werden, um die Antriebsleistung des Fahrzeuges einzustellen. Der eingelesene Bremspedaldruck wurde begrenzt und auf 100% skaliert. Durch den Faktor ‚ ‘ wird ein negativ gewichteter Sollstrom ermittelt. Begrenzung, Skalierung und ‚ ‘ wurden auf ein für den Fahrer komfortables Bremsverhalten abgestimmt. Das regenerative Bremsen erfolgt zum derzeitigen Stand der Erprobung parallel zum mechanischen Bremssystem. Im elektrischen Allradbetrieb wird ein Teil des Sollstromes, welcher durch das Gaspedal eingestellt wird, als Sollwert an die DrEM übermittelt, um das Antriebsdrehmoment auf beide Achsen aufzuteilen. Der Faktor ‚ ‘ kann parametriert werden, um bis zu 50% der angeforderten Antriebsleistung über die Vorderachse zu liefern. Beim Betrieb mit zugeschaltetem Verbrennungsmotor wird die Drehzahl des RE über die Belastung durch die DrEM geregelt [3]. Um in jedem Betriebsmodus ein vergleichbares Fahrverhalten zu gewährleisten, wird das zusätzliche Drehmoment an der Vorderachse durch einen Drehmoment-Offset über den elektrischen Hinterachsantrieb kompensiert. Da die DrEM stets das Drehmoment des RE übertragt [3], kann im Allrad-Modus und im Betrieb mit RE die Drehmomentbestimmung der DrEM zur Kompensation genutzt werden. Dazu wird der gestellte Strom vom Umrichter der DrEM über CAN zurückgegeben, um über die Drehmomentkonstante der DrEM ‚ ‘ und der Vorderachsdifferentialübersetzung ‚3‘ das Vorderachsdrehmoment abzuschätzen. Das zusätzliche Drehmoment an der Vorderachse wird über die Umrechnung zu einem negativen Sollstrom durch ‚ ‘ an der Hinterachse kompensiert. Da das Anschleppen des RE für den Fahrer nicht signifikant wahrnehmbar ist, wurde darauf verzichtet diesen Betriebsfall mit einem zusätzlichen positivem Antriebsdrehmoment über die Hinterachse zu kompensieren. Bild 6 beschreibt den mit der MABX implementierten Vorgang zum Hochfahren und Betreiben des RE sowie den Wechsel der DrEM vom konventionellen Antrieb zum leistungsverzweigenden Betrieb. Zum Zeitpunkt 1 soll der RE gestartet werden. Dazu wechselt der Zustandsautomat zunächst in ‚ ‘. Die Zündung und die Lastvorgabe des Verbrennungsmotors werden direkt gesetzt, zusätzlich wird die Kraftstoffpumpe mit einem Tastgrad angesteuert. Der Umrichter der DrEM wird in den Modus der Drehzahlregelung gesetzt, wobei dessen Freigabe entzogen wird. Über den Hinterachsantrieb wird das Abfallen des Vorderachsdrehmomentes kompensiert. Nach einer Verzögerung von 1 wird die Freigabe der DrEM gesetzt. Durch die Drehzahlregelung des Inneren Rotors/ Kurbelwelle über die DrEM wird der RE während der Fahrt hochgeschleppt und beginnt zwischen 1000 bis 1500 U/ min ein Drehmoment zu entwickeln. Die Totzeit vor dem Starten des RE verhindert eine direkte Umschaltung zwischen der Drehmoment- und der Drehzahlregelung der DrEM. Zudem kann die Kraftstoffpumpe anlaufen. Der RE soll zum Zeitpunkt 2 abgeschaltet werden. Dazu wird die Zündung direkt entzogen, während die DrEM um 2 verzögert abgeschaltet wird, um den RE weiter mit der gesetzten Drehzahl zu schleppen. Dies gewährleistet das Abschalten der Drehzahlregelung nach dem Wegschalten der Last des Verbrennungsmotors und somit ein sicheres Herunterfahren der DrEM/ RE-Einheit. 82 Durch das Entziehen der Freigabe der DrEM dreht der RE aus. Der Zustandsautomat wechselt bei 3 in den ‚ ‘-Modus zurück, wodurch die DrEM wieder freigegeben wird, um das Fahrzeug über die Vorderachse anzutreiben. Auch die Totzeit beim Herunterfahren und der damit verbundene Abfall des Drehmoments an der Vorderachse wird analog zur Totzeit beim Starten des RE mit dem elektrischen Hinterachsantrieb kompensiert. In der Fahrzeugsteuerung des Erprobungsfahrzeuges sind 1 und 2 mit jeweils einer Sekunde parametriert. Diese Parametrierung hat Potential zeitlich optimiert zu werden, was aufgrund der Drehmomentkompensation durch den Hinterachsantrieb für ein komfortables Starten und Herunterfahren des RE nicht zwingend notwendig ist. Zur visuellen Information über den Betriebszustand des Erprobungsfahrzeuges wurde ein Layout mit dSPACE ControlDesk (Benutzeroberfläche für die dSPACE MicroAutoBox II) erstellt und in einem LCD-Panel an der Stelle des Autoradios dargestellt. Bild 7 zeigt die dem Fahrer dargestellte Übersicht beim Betrieb des Testfahrzeuges. Die Oberfläche visualisiert die Bereitschaft (‚Zündung/ System … DC-DC battery‘) und Fehlermeldungen (‚DC-DC battery … DrEM‘) der betriebsrelevanten Komponenten, sowie den Fahrzustand des Antriebsstrangs. Neben Systemparametern wie der Zwischenkreisspannung, dem Batterielade-/ Entladestrom und den Dreh- ‚DragRE‘ oder ‚REon‘ 1 0 Freigabe DrEM 1 3 Zeit 1 0 1 + 1 Zündung RE/ Lastvorgabe 1 0 DrEM Drehzahlregelung 1 0 ‚RunoutRE‘ 1 0 ‚ElectricAllWheel‘ 1 0 2 2 + 2 83 zahlen der DrEM und des RE werden die Temperaturen der Traktionskomponenten und des Kühlkreislaufes angezeigt. Im Folgenden sind, exemplarisch für den Betrieb im innerstädtischen Raum, die Ergebnisse von zwei Messfahrten des umgesetzten leistungsverzweigenden hybriden Antriebsstranges mit doppelt rotierender elektrischer Maschine dargestellt. Die Plots der Messwertaufnahmen stellen die Lastanforderung an den RE, die Einzeldrehzahlen der DrEM und die Fahrpedalstellung sowie die Antriebsdrehmomente der Vorder- und Hinterachse dar. Mithilfe von Bild 8 soll der rein elektrische Betrieb, mithilfe von Bild 9 das Zuschalten und der Betrieb des Range Extenders näher betrachtet werden. Die Drehmomente der Traktionskomponenten sind jeweils durch die mit dem dSPACE ControlDesk (Benutzeroberfläche für die dSPACE MicroAutoBox II) aufgezeichneten Ströme der elektrischen Traktionsmaschinen und den zugehörigen Drehmomentkonstanten ermittelt worden. Im unteren Diagramm in Bild 8 ist die Fahrpedalstellung beschrieben, wobei positive Werte die prozentuale Betätigung des Gaspedals und negative Werte die prozentuale Wertung des betätigten Bremspedals repräsentieren. Die Drehmomente der Vorder- und Hinterachse, welche in der Messfahrt zu je 50 % auf beide Achsen aufgeteilt wurden, verhalten sich im elektrischen Allradmodus proportional zur Gaspedalstellung. Die Drehzahl des inneren Rotors (RE) beträgt ‚0‘ U/ min, der äußere Rotor folgt der Fahrzeuggeschwindigkeit, womit die eingangsseitige Drehzahl des Vorderachsdifferentials gleich der Differenzdrehzahl der DrEM ist. Das Bremspedal beeinflusst das Drehmoment der elektrischen Maschinen der Hinterräder, parallel zur mechanischen Bremseinrichtung (siehe bei ca. 28 Sekunden). Zusätzlich wird, bei einem nicht betätigten Gaspedal, ein bremsendes Drehmoment über die Hinterachsmaschinen gestellt, um das Ausrollen eines konventionellen Fahrzeugs mit Verbrennungsmotor nachzuempfinden. 84 Bild 9 beschreibt Drehzahlen und Drehmomente beim Wechsel in den Betrieb mit zugeschaltetem Verbrennungsmotor. Wenn der RE gestartet werden soll, wird direkt eine von der Fahrzeuggeschwindigkeit abhängige Lastanfrage übermittelt (siehe zweiter Plot). Im dritten Plot ist die Drehzahl des Verbrennungsmotors/ inneren Rotors zu erkennen, welche auf 2000 U/ min geregelt wird. Die Drehzahl des Differentialeingangs ist stets proportional zur Fahrzeuggeschwindigkeit, die Drehzahl der DrEM resultiert aus der Differenz beider Rotordrehzahlen (Verbrennungsmotor und Differentialeingang). Mit dem Setzen der Lastanfrage und der Zündung des RE fällt das Drehmoment an der Vorderachse auf ‚0‘ Nm ab, um die bereits beschriebene Totzeit beim Fahrmoduswechsel zu implementierten (siehe 3.3 Startvorgang des Range Extenders). Nach einer Sekunde schleppt die DrEM den RE auf die vom EMS vorgegebene Solldrehzahl und übertragt dessen Drehmoment an die Vorderachse. Das Drehmoment der Hinterachse wird weiterhin über das Gaspedal mit einem Offset durch die Fahrzeugsteuerung kontrolliert. So wird auch der Drehmomentabfall der Vorderachse zwischen ca. 21 und 24 Sekunden von der Fahrzeugsteuerung durch ein zusätzliches Drehmoment kompensiert. Im Betrieb mit zugeschaltetem RE verhält sich das Hinterachsdrehmoment proportional zum Gaspedal mit einem negativen Drehmoment-Offset um die zusätzliche Leistung des RE aufzunehmen. Die Betätigung des Bremspedals führt zu einem weiteren, negativ addierten Drehmoment (siehe bei 85 ca. 50 Sekunden). Nach dem Abschalten des RE hält die DrEM die Kurbelwellendrehzahl weiter motorisch auf der gesetzten Drehzahl, bevor der RE ausdreht. Das regenerative Bremsen wird bei Fahrzeuggeschwindigkeiten unter 10 km/ h deaktiviert. Die Auswertung des verwendeten Testfahrzeug hat gezeigt, dass der geplante, leistungsverzweigende hybride Antriebsstrang mit doppelt rotierender elektrischer Maschine mit der geplanten Funktionsweise in einer, für den Konsumenten bedienbaren, gängigen Plattform umsetzbar ist. Das Testfahrzeug wurde erfolgreich auf der Straße unter Anforderungen des innerstädtischen Verkehrs erprobt und sein Verhalten durch Messungen ausgewertet. Kritische Aspekte, wie die unerwarteten Lastwechsel beim Hochschleppen und Starten des Verbrennungsmotors während der Fahrt, haben, dank der entwickelten und umgesetzten Drehmomentkompensation durch die Hinterachse, keinen Einfluss auf die Steuerbarkeit des Fahrzeuges. Der Betrieb des Testfahrzeugs und die damit verbundenen Auswertungen haben gezeigt, dass der Antrieb über zwei Achsen mit Lastwechseln an der Vorderachse ohne Einschränkungen umgesetzt werden kann, auch im Betrieb bei regennasser Fahrbahn und bei für die Anwendung vergleichsmäßig hohen Beschleunigungen und Ge- 86 schwindigkeiten. Dies gilt auch für Kurvenfahrten, in denen der RE ordnungsgemäß zugeschaltet werden kann. Unter schwierigsten Umweltbedingungen wie z.B. Glatteis kann der Verbrennungsmotor durch Maßnahmen wie Electronic Stability Control (ESP) vom EMS gedrosselt werden, um in Kombination mit Torque Vectoring über die Einzelradantriebe der Hinterachse das Fahrzeug in einem stabilen Zustand zu fahren. Das Aufzeigen der Energieeffizienz soll sich allerdings auf moderate Umweltbedingungen bis hin zu regennasser Fahrbahn beschränken. Letztendlich ist das Hochschleppen und Starten des Verbrennungsmotors während der Fahrt vom Fahrer und den mitreisenden Passagieren kaum wahrzunehmen. Der Fahrkomfort und die Reichweite des entstandenen Plug-In Elektrofahrzeuges mit effizient eingebundenem Range Extender erfüllen die Erwartungen an moderne Personenkraftwagen, erweitert mit den zusätzlichen annehmlichen Fahreigenschaften von Elektrofahrzeugen wie z.B. dem lokal emissionsfreien Betrieb in innerstädtischen Bereichen. Der nächste Schritt der Erprobung und Auswertung des entstandenen Testfahrzeugs geschieht auf einem Allradprüfstand für Personenkraftwagen. Auf diesem soll der Antriebsstrang sowohl im innerstädtischen als auch im außerstädtischen Betrieb erprobt werden. Dazu wird der Antriebsstrang den neuen europäischen Fahrzyklus (NEFZ) und andere, realistischen Fahrzyklen, welche durch Testfahrten mit einem konventionell angetriebenen Fahrzeug um und in Aachen/ Deutschland entstanden sind, durchfahren. Durch geeignete Messungen wird der Kraftstoffverbrauch ermittelt und somit die Gesamteffizienz der hybriden Plug-In Antriebstopologie u.a. mit der ECE-Norm R 101 bestimmt [5]. [1] Intergouvernmental Panel On Climate Change (IPPC) : “CLIMATE CHANGE 2014, Synthesis Report,” 2014, http: / / www.deipcc.de/ _media/ SYR_AR5_LONGERREPORT_.pdf [2] Lohner, A.: Entwicklung eines elektrischen Allradantriebes für PKW mit integriertem Range Extender, HdT-Fachtagung „Elektrische Antriebstechnologie für Hybrid- und Elektrofahrzeuge“, München, Deutschland, 2013 [3] D. Sigmund, M. Böh und A. Lohner, "Simulation-based Development of an Energy Management System for an innovative power-splitting hybrid Drive Train with a double rotating Electric Machine," in , Montreal, 2015, in press. [4] C. Engelhard, A. Lohner und M. Böh, "Development of a multifunctional multiphase DC/ DC-converter for traction battery coupling with integrated charging function," in 16th International Power Electronics and Motion Control Conference and Exposition (PEMC), Antalya, 2014. [5] Amtsblatt der Europäischen Union, Regelung Nr. 101 der Wirtschaftskommission der Vereinten Nationen für Europa (UN/ ECE), 2012. 87 Volker Hartmann, Thomas Langner High performance solutions for electrified powertrains are hallmarked by very high performance and torque requirements, and are in great demand, especially for vehicles in the premium and sports-car segments. To meet these requirements highcurrent solutions like those applied by Tesla [1], with AC currents in the range of 1.500Arms, or high voltage solutions like those used by Porsche [2], with DC voltages up to 800V, are being established increasingly frequently. There are some challenges that already exist for the components used, especially in the early development phases. These concern availability, conformance to developing legal and qualification standards, scalability, modularity, reliability, maturity level and vehicle capability - all of which can have significant impact in terms of time to market and cost efficiency. To be able to respond specifically to these challenges hofer has applied much effort to standardise and, in doing so, accelerate development processes as well as development related test processes. The aim was, to build up ISO26262 compliant, modular and upgradeable hardware and software architectures, to advance functionalities on this generic platform and thereby to increase the maturity level of HW and SW successively from application to application. The author describes the aims and results of hofer’s proprietary ISO26262 compliant frequency inverter. This has been developed with the requirement to reach ASILclassification, achieve torque security, maturity level, and reliability on highest level as well as to secure a long life span and guarantee it according to automotive standards for series production applications. The author therefore introduces a highly flexible, powerful and universal power electronics unit which is scalable, modular and appropriate for high-current applications as well as for future high-voltage applications. Having achieved the aims, hofer can offer power electronic systems and functionalities of the highest availability, efficiency and maturity level based on the hofer generic HW and SW development platform. Their application enables the customer to validate new development results immediately, on a solid platform at the HIL or directly at the test bench. The possibility to combine the universal power electronic system with dSpace or with Embedded Coder, for example Aurix TC277, permits further flexibility in the development process up to application in the EoL test for SOP. 88 Hochleistungskonzepte für elektrifizierte Antriebsstränge sind durch sehr hohe Leistungs- und Drehmomentanforderungen gekennzeichnet und vor allem für Fahrzeuge im Premium- und Sportwagensegment immer mehr gefragt. Um diesen Anforderungen gerecht zu werden, werden zunehmend Hochstromkonzepte alla Tesla [1] mit AC Strömen im Bereich bis 1.500A rms oder Hochspannungskonzepte alla Porsche [2] mit DC Spannungen bis 800V und mehr eingesetzt. Damit ergeben sich stetig steigende Anforderungen an die Komponenten, kombiniert mit immer breiter werdenden Anwendungs- und Applikationsgrenzen, deren produkt- und kostenoptimale Einhaltung den Komponentenentwickler zunehmend fordern. Vor allem in den frühen Entwicklungsphasen bis zum Nachweis der Konzepttauglichkeit und meist noch vor der eigentlichen Serienentwicklungsfreigabe bestehen bereits besondere Herausforderungen für die eingesetzten Komponenten. Diese beginnen bei ihrer Verfügbarkeit, ihrer Konformität zu gesetzlichen Entwicklungs- und Qualifizierungsstandards, Skalierbarkeit und Modularität, Zuverlässigkeit, Reifegrad sowie Fahrzeugtauglichkeit und haben schließlich massive Auswirkungen im Hinblick auf die Produkteinführungszeit und zuletzt auf die Kosteneffizienz. Um diesen Herausforderungen zielgerichtet entgegnen zu können, wurden bei hofer starke Anstrengungen unternommen, um sowohl Entwicklungsprozesse als auch entwicklungsbegleitende Prüfprozesse zu standardisieren und dadurch zu beschleunigen. Ziel war und ist, auf möglichst identische, ISO26262 konforme und modular erweiterbare HW- und SW Architekturen aufzubauen, um Funktionalitäten auf dieser generischen Plattform weiter zu entwickeln und damit von Anwendung zu Anwendung den Reifegrad von HW und SW sukzessive zu steigern. Der Autor beschreibt die Ziele und Ergebnisse der hofer eigenen ISO26262 konformen Frequenzumrichterentwicklung mit dem Anspruch ASIL Einstufung, Drehmomentabsicherung, Reifegrad, Ausfallsicherheiten sowie die Lebensdauer auf höchstem Niveau sicherzustellen und nach automotiven Standards für den Serieneinsatz im Fahrzeug abzusichern. Basierend darauf wird eine hochflexible und leistungsstarke Universalumrichterplattform vorgestellt, welche sowohl für Hochstromals auch für künftige Hochspannungsanwendungen skalierbar und modular zur Verfügung steht. Deren Komponenten eignen sich durch Ihre ASIL D fähigen Funktionalitäten und den serienqualifizierten Reifegrad sowohl als Entwicklungsplattform, können darüber hinaus aber auch sofort für HiL-, Prüfstand-, Fahrzeug- und EoL-Anwendungen genutzt werden. Damit kann hofer Umrichtersysteme und Funktionalitäten höchster Verfügbarkeit, Leistungsfähigkeit und höchsten Reifegrads auf Basis einer eigenen generischen HW- und SW- Entwicklungsplattform anbieten. Deren Einsatz ermöglicht den Kunden neue Entwicklungsergebnisse sofort auf einer stabilen Plattform am HIL oder direkt am Prüfstand zu validieren. Sowie deren Nutzen noch im Vorfeld zu einer seriengerichteten Komponentenentwicklung „absolut“ zueinander bewertbar und damit valide entscheidbar zu machen. Die Möglichkeit die Universalumrichtersysteme mit dSpace oder mit Embedded Coder für z.B. Aurix TC277 zu kombinieren, ermöglicht weitere Freiheitsgrade im eigenen Entwicklungsprozess bis hin zum Einsatz in der EoL Prüfung ab Produktionsbeginn. 89 Neben den Hybrid- und Elektrofahrzeugantrieben moderater Leistung im Volumensegment, gewinnen zunehmend auch Hochleistungsvarianten von Plug-In Fahrzeugen, elektrifizierten Limousinen und Sportwägen an Bedeutung. Als einer der Trendsetter in diesem Segment kann zweifelsohne die Firma Tesla genannt werden, die konsequent höchste elektrische Fahrleistungen mit innovativen Lösungen bei Bedienung und Konnektivität im Segment der Luxuslimousinen und künftig auch im SUV Segment kombiniert. Wie aus der Presse bekannt und auf der IAA 2015 eindrucksvoll zu sehen war, wird dieser Trend zu elektrischen Hochleistungsantrieben auch bei den deutschen Premiumherstellern konsequent aufgegriffen und in neuen Modellen ab 2018ff im Markt verfügbar sein. Selbst die Sportwagenikone Porsche 911 wird ab 2018 als Plug-In Variante angeboten, was nach Aussage von VW Konzernchef Müller eine klare strategische Ausrichtung darstellt und mit Einführung eines batterieelektrischen Supersportwagens in 2019 einer „Lebensversicherung“ für die Zukunft der Marke gleichkommt [2]. Wie eingangs erwähnt stehen Entwickler von Komponenten für elektrifizierte Antriebssysteme vor einer Vielzahl an Herausforderungen. Dominieren am Anfang der Entwicklung noch Leistungs- und Drehmomentdichte, um neue Package Anforderungen und use cases zu ermöglichen, so werden im Laufe der Entwicklung zunehmend Aspekte der funktionalen Interaktion der Komponenten auf Fahrzeugebene, wie Gesamtwirkungsgrad, Fahrleistung und NVH Verhalten interessant, deren Aspekte und Wechselwirkungen nicht mehr alleine auf Komponentenebene beherrscht werden können (Bild 1). Zudem tragen gesetzliche und normenkonforme Anforderungen einen nicht unerheblichen Teil zur Komplexität bei. Man denke hier beispielsweise an Themen wie Hochvolt-Sicherheit, Anforderungen an sicherheitsrelevante Komponenten (ISO26262), sowie elektromagnetische Verträglichkeit. Letztlich jedoch gibt die Kosteneffizienz der Komponenten den Ausschlag dafür, ob ein neues Produkt erfolgreich in den Markt eingeführt werden kann, was maßgeblich von dessen Reifegrad, Industrialisierbarkeit und Qualität abhängig ist. Es gilt also festzuhalten, dass die Komplexität und Schnittstellenvielfalt bei der Entwicklung und Markteinführung von elektrischen Antriebskomponenten eine komponentenübergreifende, gesamtsystemische Entwicklungsverantwortung einfordert, sowie eine konsequente und evolutionäre Optimierung auf Basis einer stabilen generischen Grundplattform nahelegt, um letztlich Zuverlässigkeit, Reifegrad und Qualität sukzessive zu erhöhen. 90 Mit den in Kapitel 1.1 beschriebenen Anforderungen sind selbstverständlich auch Komponenten für Hochleistungsantriebssysteme konfrontiert. Um in die geforderten Leistungsklassen im Bereich 500kW+ zu kommen, müssen die im Volumensegment gültigen Systemgrenzen jedoch zusätzlich verlassen und bis an die Grenzen des physikalisch Möglichen aufgebrochen werden. Damit ergeben sich neue Herausforderungen durch Anforderungen, die im klassischen Produktentwicklungsprozess noch nicht abgedeckt und damit auch mit vorhandenen Komponenten (commodities) nicht bedient werden können [1]. Die technischen Anforderungen an Hochstrom-Lösungen für elektrische Hochleistungsantriebe sind zusätzlich gekennzeichnet durch höchste DC und AC Stromwerte und lassen sich wie folgt zusammenfassen: Mechanische Spitzenleistung: 500 kW Elektrische Reichweite: 500 km E-Maschinen Technologie: ASM (PSM) E-Maschinen Drehzahlen: 20.000 U/ min Maximale DC Spannung: 470 V Maximale AC Ströme: 1.500 A rms Aus diesen Werten ergeben sich einige Vorteile, als auch Nachteile für die einzusetzenden Komponenten. 91 Vorteile: Normkonforme DC Spannungslage (LV123 HV2b) Klar definierte, geringere Luft- und Kriechstrecken vergleichsweise geringe Baugröße Höhere Leistungsreserven im oberen Drehzahlbereich Bereits verfügbare Basiskomponenten Nachteile: Sehr hohe AC Stromwerte Große Leitungsquerschnitte Höchste Anforderungen an Übergangswiderstände bei der Leistungsverteilung Hohe DC Ladeströme und thermisch bedingt längere Batterieladezeiten (i²R) Im Vergleich höheres Gesamtgewicht Hochspannungs-Lösungen für elektrische Hochleistungsantriebe hingegen werden durch höchste DC und AC Spannungswerte charakterisiert und lassen sich wie folgt zusammenfassen: Mechanische Spitzenleistung: 500 kW Elektrische Reichweite: 500 km E-Maschinen Technologie: PSM (ASM) E-Maschinen Drehzahlen: 16.000 U/ min Maximale DC Spannung: 900 V Maximale AC Ströme: 750 A rms Auch für die Hochspannungslösungen leiten sich aus diesen Werten sowohl Vorteile, als auch Nachteile für die einzusetzenden Komponenten ab. Vorteile: Geringere Strombelastung und damit geringere Leitungsquerschnitte Verkürzte Batterieladezeiten aufgrund geringerer thermischer Belastung (i²R) vergleichsweise geringes Gewicht Entschärfung des Zielkonfliktes zwischen Performance und Klemmenverhalten Höhere Freiheitsgrade zur Drehmomentsteigerung im niedrigen Drehzahlbereich Nachteile: Teilweise nicht normkonforme automotive DC Spannungslage ( LV123 HV3) (noch) wenige bis keine Basiskomponenten verfügbar Steigende Isolationsanforderungen Deutlich höhere Anforderungen an Luft- und Kriechstrecken Im Vergleich höheres Bauvolumen 92 Zwar beziehen sich beide Varianten für elektrische Hochleistungsantriebe auf die gleiche mechanische Leistung und elektrische Reichweite, allerdings unterscheiden sich die beiden Konzepte in ihren spezifischen Anforderungen an die eingesetzten Komponenten doch grundlegend voneinander, wie aus dem paarweisen Vergleich der Werte aus Kapitel 1.2 mit denen aus 1.3 zu erkennen ist. Vereinfachend kann festgehalten werden, dass Hochstrom-Anwendungen in Verbindung mit gesteigerter Drehzahl der E-Maschine eher auf die technologischen Vorteile der sehr robusten, kostengünstigen Asynchronmaschine und deren hohen Überlastfähigkeit ausgelegt sind. Hochspannungskonzepte hingegen werden oft in Verbindung mit hochausgenutzten PSM Maschinen eingesetzt, deren Drehzahlbereich aufgrund mechanischer Festigkeit und aus funktionalen Gründen limitierter ist. Durch die höheren DC Spannungen müssen diese E-Maschinen deutlich weniger im Feldschwächbereich betrieben werden, was der PSM hilft ihre technologischen Vorteile in einem erweiterten Arbeitsbereich verfügbar zu machen. Wie bereits festgestellt wurde, ergeben sich mit diesen neuen Anforderungen, die im klassischen Produktentwicklungsprozess noch nicht vollständig abgedeckt sind, neue Herausforderungen, die zusätzlich in der Entwicklung beherrscht werden müssen. Die Erweiterung des Systems bis an die Grenzen der Physik erfordert letztlich auch eine Applikation, welche verstanden sowie beherrscht werden muss. Und deren fehlerfreier Betrieb im Fahrzeug unter allen Einsatzbedingungen sicherzustellen ist. Um diesen Anforderungen auch in Bezug auf die Produkteinführungszeit, der Qualität und der Kosteneffizienz gerecht zu werden, ist eine konsequente und evolutionäre Optimierung auf Basis einer stabilen generischen Grundplattform unabdingbar. Daher ist es aus Sicht des Autors im Rahmen einer Plattformentwicklung zwingend erforderlich, frühzeitig mit Standardisierungs- und Modularisierungsmaßnahmen zu beginnen und diese konsequent von eingesetzten Technologien, über Materialen und Fertigungsprozesse auf Schnittstellen, Funktionen und standardisierte Prüfverfahren zu erweitern. Damit wird letztlich ermöglicht Standard-Architekturen aufzubauen, um HW- und SW Funktionalitäten auf einer generischen Plattform weiter zu entwickeln und damit von Anwendung zu Anwendung den Reifegrad sowohl der Funktionalitäten, als auch der spezifischen Applikation unterschiedlicher Anwendungen, sukzessive zu steigern. Dabei kann generell zwischen zwei Sichtweisen unterschieden werden. Der Betrachtung dieser Stellhebel aus Sicht der Komponente, stehen stets weitere Möglichkeiten aus Sicht des jeweiligen Systems gegenüber. 1. Komponentensicht: Die Skalierung und Modularisierung auf der Subkomponentenebene ist der Schlüssel zu Stückzahl und damit Kosteneffekten auf Komponentenlevel. Hier helfen dem Entwickler die physikalischen Abhängigkeiten in der Komponente, wie sie beispielhaft in Bild 2 für die Komponente elektrische Maschine beschrieben sind. Eine intelligente Standardisierung hilft dabei sowohl eingesetzte Materialien und Produktionsprozesse zu vereinheitlichen, als auch die Schnittstellen der Kompo- 93 nente in die Fertigung, sowie in die finale Systemumgebung anwendungsübergreifend zu standardisieren. Diese Standards ermöglichen auf der Subkomponentenebene die Modularisierung von Designmerkmalen und führen damit letztlich zu Stellhebeln den Anwendungsbereich der Komponenten in den Grenzen des definierten Baukastens flexibel zu skalieren. Damit helfen sie nicht nur der Produktion, die eingesetzten Methoden und Prozesse zu vereinheitlichen, sondern insbesondere auch dem Entwickler und dem Applikateur von Anwendung zu Anwendung den Reifegrad zu steigern. 2. Systemsicht: Verlässt man die Komponentenebene und betrachtet das System als Ganzes, stellt man fest, dass eine intelligente Nutzung der Stellhebel im elektrischen Antriebssystem weitere, zusätzliche Freiheitsgrade für die Skalierung und Modularisierung ermöglicht. Ziel muss es sein, diese Stellhebel auf Systemlevel ohne „Verletzung“ der Skalierungs- und Modularisierungsregeln auf der Komponentenebene flexibel einsetzen zu können. In Bild 3 ist dies beispielhaft an der Drehmoment- / Drehzahl-Charakteristik einer elektrischen Maschine skizziert, deren Performancebereich sich bei identischem Design allein durch die Variation von Maschinenstrom (I AC ) und Batteriespannung (U DC ) deutlich ändert. Für diese zusätzlichen Stellhebel im Arbeitsbereich der elektrischen Maschine zeichnet sich allerdings eine zweite im System eingesetzte Komponente verantwortlich, nämlich der Umrichter, dessen Eigenschaften wiederum von funktionalen Einheiten auf Seiten der Hardware (HW) und der Software (SW) bestimmt werden, welche ebenfalls standardisier- und modularisierbar sind. 94 Diese beschriebenen Herausforderungen und Zusammenhänge haben innerhalb der hofer eds frühzeitig zu dem Entschluss geführt, eine eigene hochflexible, leistungsstarke und skalierbare Umrichterlösung als generische Entwicklungsplattform für HW und SW Lösungen zu definieren und konsequent in der täglichen Projekt- und Entwicklungsarbeit einzusetzen. Um den Anforderungen an diese Plattform zielgerichtet begegnen zu können, wurden bei hofer starke Anstrengungen unternommen, um sowohl Entwicklungsprozesse als auch entwicklungsbegleitende Prüfprozesse zu standardisieren und dadurch zu beschleunigen. Ziel war und ist, auf möglichst identische, ISO26262 konforme und modular erweiterbare HW- und SW Architekturen aufzubauen, um Funktionalitäten auf dieser generischen Plattform weiter zu entwickeln und damit von Anwendung zu Anwendung den Reifegrad von HW und SW sukzessive zu steigern. Dabei reicht der Einsatzbereich vom HiL über den Prüfstand bis in die Benchmark- und Fahrzeuganwendung. Da die Plattform aus Komponenten mit serienqualifiziertem Reifegrad aufbaut ist, steht sie darüber hinaus auch uneingeschränkt für die Nutzung im Entwicklungsprozess des Kunden zur Verfügung. In den folgenden Kapiteln werden kurz die Ziele, als auch die Ergebnisse dieser hofer eigenen Umrichterentwicklung aufgezeigt, mit dem Anspruch ASIL Einstufung, Drehmomentabsicherung, Reifegrad, Ausfallsicherheiten sowie Lebensdauern auf höchstem Niveau sicherzustellen und nach automotiven Richtlinien abzusichern. Wie in der ISO26262 beschrieben, sind die Anforderungen an die funktionale Sicherheit auf Gesamtfahrzeuglevel und anhand der spezifischen realen Applikation zu ermitteln. Dazu wurden die in der ISO26262 geforderten Safety Goals für den hofer Umrichter in der Serienanwendung mittels einer Gefährdungsanalyse und einer Risikobewertung ermittelt. Dies erfolgte bereits frühzeitig in der Konzeptphase auf Fahr- 95 zeugebene für einen hinterradgetriebenen battery electric vehicle (BEV) Sportwagen [3]. Das Ergebnis dieser Bewertung definierte das zentrale Sicherheitsziel auf Komponentenebene, nämlich die “Vermeidung von ungewünschtem realem Drehmoment“. Zusammen mit einer Fahrzeug FMEA wurde mit Hilfe des Risikographen, welcher sich aus der Schwere (Severity), der Häufigkeit des Ausgesetztseins (Exposure) und der Kontrollierbarkeit (Controllability) des mit den Fehlern verbundenen Risikos zusammensetzt, eine applikationsspezifische ASIL Einstufung gebildet und im vorliegenden Safety Case mit der Sicherheitsforderung ASIL C belegt. Die Hauptherausforderung in der Entwicklung des Umrichters war es, die Verletzung dieses Sicherheitszieles unter sämtlichen System- und Fahrbedingungen zu vermeiden. Um dies sicherstellen zu können, schreibt die ISO26262 neben den ASILabhängigen Anforderungen an die HW- und SW-Entwicklungsprozesse zu jeder ASIL Einstufung sogenannte Metriken vor, welche im HW Design sicherzustellen sind. Diese Metriken sind wie folgt definiert: Fehler, der direkt zur Sicherheitszielverletzung führt. Fehler, der zum Ausfall einer Diagnose führt (diagnostic coverage). Der Fehler ist versteckt (latent), da er nicht direkt zu einem main event führt. Restrisiko, welches nach allen Diagnosen noch verbleibt und üblicherweise in FIT = Failure in time (1 9 Stunden) ausgedrückt wird. 1FIT = 10 -9 Fehler / h bedeutet, dass ein main event bei einer Umrichtereinheit im Feld frühestens alle 1.000.000.000 h (~ 11.400 Jahre) eintreten darf. Das für die ISO26262 Zertifizierung des hofer Umrichters in der spezifischen Anwendung gültige Sicherheitsziel “Vermeidung von ungewünschtem realem Drehmoment“ ist also mit mindestens ASIL C sicherzustellen und nachzuweisen. 96 Um die geforderten ASIL Einstufungen zu erreichen, bietet die Norm die Möglichkeit durch die Kombination von unabhängigen Elementen die entsprechende Aufteilung der Sicherheitsanforderungen in redundante Sicherheitsanforderungen darzustellen. Diese Möglichkeit wird Dekomposition genannt und wurde im hofer Umrichter genutzt, um zwei völlig redundante Safety Observer in Form zweier Drehmoment- und Maschinenstrom-Beobachter mit ASIL A(C) und B(C) einzuführen und zu nutzen. Bei der Durchführung der Dekomposition ist darauf zu achten, dass die Hardware- Architekturmetriken unberührt bleiben und damit die Grenzwerte für die Wahrscheinlichkeit der Verletzung des Sicherheitsziels erhalten bleiben. Die ISO26262 fordert zudem Confirmation Reviews, welche gemäß den Sicherheitszielen des ursprünglichen ASIL (im vorliegenden Beispiel ASIL C) durchzuführen sind [4]. Neben der erwähnten Unabhängigkeit der beiden Safety Observer, die mit Hilfe einer Fehlerbaumanalyse aller Einflusspfade nachgewiesen wurde, ist zusätzlich die Störungsfreiheit zwischen sicherheitsrelevanten Teilelementen mit QM-Teilelementen, die innerhalb des betreffenden ASIL Elementes implementiert sind, zwingend erforderlich. Diese Störungsfreiheit, „freedom from interference“ genannt, wurde durch detaillierte Analyse der Fehlermöglichkeiten der Hardware- und Software- Funktionalitäten im TriCore-Prozessor durchgeführt. Die Einhaltung der Zielwerte wurde im hofer Umrichter durch dedizierte Sicherheitsfunktionen wie memory protection sowie data flow und control flow monitoring sichergestellt. Bild 5 zeigt die für den hofer Umrichter erreichten, gemäß ISO26262 ermittelten, Werte und lässt erkennen, dass die ASIL C Anforderungen weit übererfüllt sind. Ein Blick auf die ermittelten Metrik Werte für die Anwendung hinterradgetriebener Elektrosportwagen weist für die hofer Umrichterplattform bereits eine ASIL D fähige HW-Architektur aus. Aufbauend auf diesen Funktionalitäten zur aktiven Drehmomentabsicherung auf höchstem Reifegrad und Zertifizierungsstand, galt es nun die Lebensdauern der Umrichterplattform auf höchstem Niveau sicherzustellen und nach automotiven Richtlinien abzusichern. 97 Bei der Produktqualifikation war es das Ziel, die hofer Umrichterplattform nach den gängigsten Automotive-Standards zu qualifizieren, um so ein Höchstmaß an Reifegrad, Zuverlässigkeit und Lebensdauer gewährleisten zu können. Dies ermöglicht den Einsatz in der Entwicklung, in entwicklungs- und produktionsbegleitender Prüftechnik, bis hin zum Fahrzeug-Kleinserieneinsatz in Nischenmärkten. Dazu wurden beispielhaft folgende Normen und Standards angewandt: Auszug aus angewandten Normen und Standards für Serienqualifikation Funktionalität LV-123, ISO16750 KFZ Pulse und Schutz LV-124, ISO7637 Mechanik ISO16750, EN60068, LV-124 Umwelt und Verschmutzung ISO16750, EN60068, EN60529 Isolation LV-123, EN61800, .. Elektromagnetische Verträglichkeit CISPR25, EN55025, … Lebensdauer ISO16750, IEC60749 Nach Beendigung der Design- (DV) und Produkt-Validierungsphase (PV), konnte im Q1/ 2014 der PPAP für die hofer Umrichtervariante hLE300TF06 erfolgreich abgeschlossen werden. Beispielhaft sind hier einige Ergebnisse dieser Serienqualifikation aufgezeigt: Ergebnisse Serienqualifikation Mechanik Karosseriefester Einbau Umwelt und Verschmutzung IP6k9K, IPX7 Isolation volle Konformität LV-123 HV-2b für Variante hLE300TF06 volle Konformität LV-123 HV-3 für Variante hLE230TF12 Elektromagnetische Verträglichkeit Konformität bei Burst, ESD und HF Abstrahlung @ 10kHz Taktung 10-15dB unterhalb Limits Lebensdauer MTBF = 125.874h > 14 Jahre bezogen auf Performance- und Nutzungsprofil BEV Sportwagen Neben den unter 3.2 und 3.3 aufgeführten Ergebnissen wurden selbstverständlich auch die Anforderungen an Performance und Funktionalität im Serienentwicklungsprozess auf Basis der Umrichtervariante hLE300TF06 abgeprüft und abgesichert (Bild 6). 98 Da die Modularität des hofer Umrichters einen völlig Schnittstellen-kompatiblen Einsatz von 600V IGBT und 1200V IGBT Technologie in ein und derselben Mechanik-, HW- und SW Architektur zulässt, können sämtliche eDrive Applikationen auf einer Vielzahl an Zwischenkreisspannungen mit vollem Reifegrad (Produkt, Funktion) bereits zum Beginn der Entwicklung betrieben werden. Die sich daraus ergebende Skalierbarkeit der Umrichterplattform hinsichtlich der DC Spannungslage und damit auch für künftige Hochspannungs-Antriebe beschreibt Bild 7. Um die Plattform auch für Hochstromanwendungen verfügbar zu machen, bestand die nächste Aufgabe für die Entwickler darin, durch intelligente Parallelschaltung von Einzelumrichtern Plattformderivate als Doppel- und Dreifachumrichter zur Verfügung zu stellen. Die eigentliche Schwierigkeit dabei lag darin, die Synchronisierung der AC Ströme der einzelnen Umrichter auch unter Volllast sicherzustellen, ohne die generische HW und SW Plattform zu verlassen. 99 Bild 8 zeigt die erzielten Ergebnisse und belegt die modulare Erweiterbarkeit der Plattform sowohl für Hochstromanwendungen bis 1.500Arms bei bis zu 470V Zwischenkreisspannung, als auch für Hochspannungsanwendungen bis 800V Zwischenkreisspannung bei bis zu 1.000Arms. Die hofer Universalumrichterplattform deckt somit modular und flexibel skalierbar einen sehr weiten Schaltleistungsbereich von 225kVA bis 800kVA ab, was Abgabeleistungen von bis zu 750KW entspricht. Salopp ausgedrückt wächst das Universalumrichtersystem im Zuge von steigenden Anforderungen bei den elektrischen Antriebssystemen quasi einfach und flexibel mit. Aufgrund ihrer Leistungsfähigkeit und Flexibilität kann die vorgestellte Umrichterplattform bereits heute für eine große Varianz an elektrischen Antriebssystemen und Leistungsklassen eingesetzt werden. Durch den Reifegrad der Subkomponenten und Funktionsmodule steht sie darüber hinaus uneingeschränkt für die Nutzung im Entwicklungsprozess des Kunden zur Verfügung und kann flexibel und 100 schnell vom HiL über den Prüfstand bis in die Fahrzeuganwendung verwendet werden. Eine weitere Steigerung des Nutzwertes erreicht das Konzept durch die Möglichkeit, die Architektur der SW und die auf der Plattform zur Verfügung gestellten Funktionalitäten durch den Kunden wählbar zu gestalten. Die Variation reicht dabei von der Nutzung gekapselter und voll validierter hofer Funktionalitäten bis zur völlig frei zu programierenden dSpace Anbindung. Folgende Möglichkeiten stehen zur Auswahl, deren Besonderheiten in den folgenden Unterkapiteln näher beschrieben werden: Komplette hofer Funktionen in gekapselter Ausführung Automatisierte Parameterermittlung und Reglerbedatung Softwarefreischnitt und Autocodegenerierung dSpace Anbindung In dieser Ausführung werden sämtliche Varianten der beschriebenen Umrichterplattform mit der kompletten hofer eigenen Funktionsbibliothek in gekapselter Ausführung geliefert. Diese Plattform bietet neben den generischen Regelungsmodellen für alle Arten von Asynchron- und Synchronmaschinen weitere interessante und bereits voll validierte Funktionalitäten an. Die hofer Funktionsplattform bietet für sämtliche Drehstrommaschinen: ASIL und ISO26262 fähige Architektur Interrupt basiertes Betriebssystem mit speziellem task scheduling für maximale Dynamik und Störungsunterdrückung Verarbeitung sämtlicher gängiger Rotorlage-, sowie Drehzahlerfassungssysteme Verarbeitung verschiedenster Temperatursensoren mittels unterschiedlicher Beschaltung und Kennlinienauswertung Hochgenaue Messung der Rotorposition bzw. der Drehzahl durch spezielle Signalverarbeitung für maximale Störungsunterdrückung und NVH Minimierung (Vermeidung von Fehlorientierung dynamisch und statisch, sowie optimaler Schlupf) Online Temperaturdrift- und Offsetkompensation für alle Messgrößen Aktive Kompensationsalgorithmen für PSM Fluss, sowie Haupt- und Streuinduktivitäten bei der ASM Totzeit- und dynamische Spannungskompensation Hochgenaue Messung der DC Spannung durch spezielle Signalverarbeitung für optimale Drehmomentgenauigkeit und Störungsunterdrückung Hochdynamische Messung der AC Ströme für optimale Reglergüte, Drehmomentgenauigkeit und Nachführung der Beobachtermodelle Im Betrieb vollvariable, lineare Taktfrequenz zur bedarfsgerechten Minimierung von Schaltverlusten Im Betrieb vollvariable, lineare Übermodulation inklusive pulse locking/ dropping für maximale Spannungsausnutzung bis weit in die Feldschwächung Sensorloser Betrieb durch EMK Modell 101 Im laufenden Betrieb gerechnete thermische Modelle für Power Modul, Stator- und Rotorbaugruppe zur online Nachführung der Maschinenparameter und Maximierung der thermischen Ausnutzung Höchste Diagnoseabdeckung im laufenden Betrieb Fail Safe Betrieb durch mehrstufiges Limitierungskonzept und Selbstschutz Um die gekapselten hofer Funktionalitäten optimal zu nutzen, ist eine spezifische Parametrierung der SW auf die physikalischen Gegebenheiten der Applikation nötig. Da hofer in diesem Fall als Systemintegrator für die optimale Applikation verantwortlich ist, muss diese Parametrierung für jede neue Variante wieder durch hofer Spezialisten durchgeführt werden. Damit kann dem Kunden eine optimale Bedatung für jede Applikation sichergestellt werden, wozu allerdings stets hofer Ressourcen nötig sind. Aus diesem Grund wurde eine Möglichkeit geschaffen, mittels einer speziellen, automatisierten Parameterermittlung und Reglerbedatung dem Kunden selbst die Möglichkeit zur Applikation für sämtliche Varianten der beschriebenen Umrichterplattform zu ermöglichen. Um einen optimalen und sicheren Betrieb einer elektrischen Maschine (EM) über den Universalumricher zu gewährleisten, ist ein automatisiertes Verfahren zur Ermittlung der physikalischen Gegebenheiten der Applikation, sowie der optimalen EM- Parameter nötig. Die Regelung einer elektrischen Maschine im automotiven Einsatz ist maßgeblich von der Tatsache geprägt, dass in Hybrid- und Elektrofahrzeugen der optimale Wirkungsgrad und die maximal mögliche Ausnutzung der eingesetzten Komponenten im Vordergrund stehen. Nur so lassen sich die benötigten Drehmoment- und Leistungsdichten mit minimiertem Aktivmaterialeinsatz bei der elektrischen Maschine erreichen. Die in Frage kommenden elektrischen Maschinen werden dazu meist hochgradig in der Sättigung und/ oder an der Spannungsgrenze betrieben, was deutlich nichtlineare Abhängigkeiten im Arbeitsbereich und im Betriebsverhalten bedingt. Dafür muss die Regelung mit einer Vielzahl an zusätzlichen Informationen bedatet werden, welche diese physikalischen Schmutzeffekte möglichst genau abbilden. Diese werden dann im Maschinenmodell hinterlegt und dazu genutzt, Parameter im laufenden Betrieb nachzuführen und an die herrschenden und teilweise sich dynamisch ändernden elektrischen und thermischen Randbedingungen anzupassen. Diese Vorgehensweise ermöglicht schließlich den Einsatz von adaptiven Reglern, um hochdynamisch und präzise den Drehmomentsollwert zu erreichen. Als Konsequenz daraus steigt jedoch die Komplexität der messtechnischen Ermittlung dieser Parameter, als auch die Menge an Daten, die aus Messungen und Simulationen benötigt werden, um die Regelung optimal applizieren zu können. hofer hat sich dieser Herausforderung gestellt und für alle Arten von Drehstrommaschinen eine auf diese speziellen Anforderungen optimierte Art der Parameterbestimmung entwickelt und optimiert. Um diese Parameterbestimmung für den Anwender und für Kunden nutzbar zu machen wurde diese anschließend in ein geführtes und automatisiertes Verfahren überführt. So ist sichergestellt, dass der Anwender sämtliche Prozessschritte durchläuft, 102 die Fehleranfälligkeit minimiert wird und die ordnungsgemäße Übertragung der Parameter in die hofer Applikationssoftware sichergestellt werden kann. Diese automatische Parameterbestimmung ermöglicht dem Anwender also eine sichere, schnelle und einfach durchzuführende Bedatung der gekapselten hofer Regelung und ermöglicht den flexiblen Einsatz der Umrichterplattform an verschiedensten Ausführungen von elektrischen Maschinen. Da dieses Verfahren auch bei Maschinen von anderen Lieferanten und Wettbewerbern angewandt werden kann, ohne die spezifischen Auslegungsparameter im Vorfeld kennen zu müssen, eignet sich diese Vorgehensweise auch ideal für Benchmark- und Wettbewerbsanalysen. Ein weiterer Kundenvorteil dieser Lösung besteht darin, dass weiterhin auf die komplette hofer SW-Bibliothek und deren validierten Funktionalitäten, wie in Kapitel 4.1 beschreiben, zurück gegriffen werden kann, ohne dabei für jede neue Anwendung auf hofer Spezialisten angewiesen zu sein. Die ordnungsgemäße Bedatung liegt in diesem Falle in den Händen des Anwenders, welcher dazu weiterhin auf den vollen Reifegrad von HW und SW der Umrichterplattform zugreift. Dieses Modell ist im besonderen Maße für den Einsatz des hofer Universalumrichters am Prüfstand mit häufig wechselnden Prüflingen interessant. Neben der Nutzung der validierten, gekapselten hofer Funktionalitäten (Kap. 4.1 und 4.2) ist auch ein Aufbrechen der SW Plattform möglich. Einige Kunden streben die Entwicklung von eigenen E-Maschinen Regelungsmodellen an, oder möchten Ihre bereits bestehenden Regelungskompetenzen auf weitere E-Maschinen Technologien erweitern. Dazu bedarf es einer flexiblen und generischen HW und SW Umgebung, welche die beschriebene Umrichterplattform modular bereitstellt. Für diese bietet hofer einen Softwarefreischnitt, sowie eine Schnittstelle zur Autocodegenerierung mit „Embedded Coder“ an. Dabei wird die Basic SW für die Peripherie und deren Ansteuerung von hofer gekapselt zur Verfügung gestellt und der Kunde kann sich zielgerichtet der Funktionsentwicklung der high level SW, zum Beispiel der E-Maschinenregelung, widmen. Die Basic SW und das Betriebssystem verbleibt dabei in hofer Verantwortung, womit ebenfalls sichergestellt ist, dass der HW Schutz und der „fail safe“ Betrieb für die Umrichtereinheit weiter funktionsfähig und aktiv bleiben. Darüber hinaus besteht die Möglichkeit, zielgerichtet einzelne hofer Funktionsmodule (aus 4.1) als fertig entwickelte und getestete Funktionen zu erwerben, um die eigenen Entwicklungsressourcen zielgerichtet den speziellen Funktionalitäten zu widmen, die dem Kunden zum Beispiel einen Wettbewerbsvorteil verschaffen. Die hofer Universalumrichterplattform ist mit der neuesten Infineon Tricore Prozessorfamilie (Aurix TC277) ausgestattet. Diese ist in einer Vielzahl an „Powertrain“ Anwendungen bei den Kunden im Einsatz und die Auto Code Generierung mittels Embedded Coder bereits gängige Praxis. Die Verantwortlichkeit für die SW, deren Funktion sowie ordnungsgemäße Bedatung geht in diesem Modell an den Kunden über, der nun die Rolle des Systemintegrators übernimmt. 103 Durch den bei hofer standardmäßig vorgelagerten, modellbasierten Funktionsentwicklungsprozess sind sämtliche Umrichtervarianten auch als dSpace Geräte verfügbar und können dem Kunden zur Verfügung gestellt werden. Bei dieser Ausführung wird der QM Prozessor mittels einer eigens entwickelten Signalaufbereitungs- und Adapterplatine mit einer dSpace Autobox mit entsprechender Kartenbestückung angebunden. Die entsprechenden Funktionen können somit sehr schnell und flexibel auf Basis Matlab/ Simulink entwickelt werden. Selbstverständlich bleibt diese ausgelagerte Entwicklungsumgebung für sämtliche hofer Umrichterderivate unverändert und schnittstellenkompatibel, was somit ebenfalls in der Welt der modellbasierten Entwicklung im Rapid Prototyping System volle, generische Kompatibilität garantiert. Da viele Entwicklungsbereiche bei den Zulieferern und OEMs diese Art der Rapid Prototyping Entwicklungsumgebung nutzen, schafft hofer hier für seine Kunden eine weitere Einsatzmöglichkeit mit dem Mehrwert, dass der Kunde selbst eine generische Funktionsentwicklung auf einer modular skalierbaren Umrichterplattform aufbauen und sukzessive weiterentwickeln kann. Die dSpace Variante ermöglicht eine vollständig eigenverantwortliche Funktionsentwicklung, wobei die Rolle des Systemintegrators dabei vollständig an den Kunden übergeht und er die Möglichkeiten der HW Plattform als Leistungsstellglied nutzen kann. Wie bereits bei der Variante aus Kapitel 4.3 können aber auch in der dSpace Variante einzelne Funktionsmodule als fertig entwickelte und getestete Matlab/ Simulinkblöcke durch hofer bezogen werden, was dem Kunden die Möglichkeit gibt, seine Entwicklungsressourcen zielgerichtet denjenigen Funktionalitäten zu widmen, welche die eigenen Markenwerte vor Endkunde erlebbar machen, oder für welche ein aktueller Entwicklungsfokus besteht. Im vorliegenden Artikel beschreibt der Autor künftige Anforderungen an elektrische Antriebe, die zunehmend Hochstromkonzepte mit AC Strömen im Bereich bis 1.500A rms oder Hochspannungskonzepte mit DC Spannungen bis 800V DC und mehr notwendig machen werden. Diese neuen Anforderungen, die im derzeitigen Produktentwicklungsprozess noch nicht vollständig abgedeckt sind, erweitern die Systemgrenzen bis an die Grenzen des physikalisch Machbaren. Ferner führen sie zu deutlich erweiterten Applikationsgrenzen, Stabilitäts- und Sicherheitsanforderungen und müssen in der Entwicklung von Beginn an bedient und gleichzeitig beherrscht werden. Die produkt- und kostenoptimale Umsetzung fordert dabei den Komponentenentwickler zunehmend. Eine Plattform auf Basis eigener generischer HW- und SW- Funktionalitäten höchster Verfügbarkeit, Leistungsfähigkeit und höchsten Reifegrades wäre daher bereits in frühen Projektphasen erstrebenswert. Der Autor beschreibt die Ziele und die Umsetzung einer hofer eigenen generischen Umrichter-Plattformentwicklung. Es konnte aufgezeigt werden, dass damit sowohl Hochstromanwendungen bis 1.500A rms , als auch Hochspannungsanwendungen bis 800V DC schon heute modular und flexibel bedient werden können. Mit den verfügba- 104 ren ISO26262 konformen HW und SW Modulen, sowie der durchgeführten Produktqualifikation nach automotive Standard wurde der Reifegrad, die Zuverlässigkeit und Lebensdauer der Plattform aufgezeigt. Die hohe Verfügbarkeit und Flexibilität der Universalumrichterplattform wurde dabei durch ein skalierbares und modulares Produktkonzept nachgewiesen, was ihren Einsatz als unabhängige Bezugs- und Bewertungsbasis in der Entwicklung, über entwicklungs- und produktionsbegleitende Prüfung bis zum Benchmark- und Fahrzeug-Einsatz nahelegt. Über diese Möglichkeiten der Architektur hinaus war es dem Autor ein Anliegen, weitere Möglichkeiten und Vorteile auf der funktionalen Ebene zu beschreiben, derer sich Kunden der hofer Universalumrichterplattform bedarfsgerecht, flexibel und modular bedienen können. Diese funktionale Flexibilität reicht vom Einsatz der hofer eigenen, gekapselten Software auf deren Basis hofer als verantwortlicher Systemintegrator in Kundenapplikationen auftritt, über dem Kunden zur Verfügung gestellte automatisierte Parameterermittlungsverfahren zum Einsatz eigenentwickelter E- Maschinen, bis hin zum kompletten Softwarefreischnitt zur Einbindung von kundeneigenen Regelungs- und Limitierungsfunktionen auf Basis des hofer Betriebssystems. Die sukzessive Erweiterung dieser Kundenentwicklungsplattform bis zum Einsatz von Autocodegenerierung für die Aurix TC2xx Prozessorfamilie ermöglicht dem Kunden, seinen kompletten Entwicklungsprozess auf dieser Basisplattform abzubilden. Selbst für den Einsatz von modellbasierter Entwicklung im Rapid Prototyping System ist die Plattform mit der dSpace Variante verfügbar. Die Möglichkeiten zur bedarfsgerechten Nutzung von hofer HW- und SW-Funktionalitäten von der einzelnen Applikation bis in die Serie, rundet die vielfältigen Möglichkeiten der Plattform ab und unterstützt den Kunden zielgerichtet bei der Entwicklungsarbeit. Damit kann diese Plattform bereits in frühen Entwicklungsphasen für Konzepttauglichkeitsuntersuchungen, also noch vor der eigentlichen Serienentwicklungsfreigabe, flexibel genutzt werden. Aufgrund der beschriebenen Leistungsfähigkeit der HW- Plattform gelingt der Leistungsnachweis unter Volllast meist sogar über die definierten Volllastgrenzen der gewünschten Applikation hinaus. Dies wiederum ermöglicht dem Entwickler sogar frühzeitig das Verhalten an den Betriebsgrenzen der Applikation messtechnisch zu quantifizieren und geeignete Maßnahmen bereits zu Beginn der finalen Komponentenentwicklung für die Serie zu definieren und entsprechend abgesichert in die Komponentenlastenhefte zu übernehmen. Damit liefert hofer seinen Kunden eine valide Möglichkeit, Produktentwicklungs- und Produkteinführungszeiten zu verkürzen, was sich letztlich in stetig steigendem Reifegrad von HW und SW auswirkt und final sowohl die Spezifikationskompetenz, als auch die Kosteneffizienz positiv beeinflusst. [1] Marco Falco, Volker Hartmann. Hochleistungskonzepte unter Berücksichtigung von standardisierten Komponenten für Hybrid- und Elektrofahrzeuge, HdT Tagung München, 2013 Elektrische Antriebstechnologie für Hybrid- und Elektrofahrzeuge - Dr. Schäfer et. al. - Expert Verlag, Seite 162ff 105 [2] Auto Motor und Sport, Heft 20 - 2015, Seite 26 - 28, DPV Deutscher Pressevertrieb [3] Volker Hartmann, Marco Falco. High performance powertrains for commercial vehicle and offhighway applications considering the most modern security standards and regulation, VDI Tagung Getriebe in Nutzfahrzeugen, Juni 2015, VDI Berichte Nr. 2256, VDI Verlag, Seite 653ff [4] Bernd Schneider, Marco Falco. Safety product development, Januar Ausgabe 2014, Electric & Hybrid Vehicle Technology International, Seite 144 106 R Electro cy, hig mass a recharg have c ducing front. T substra ment, i tation fo R. Chris Bu omobility is h torque a acceptance ging cycles committed weight by The Power ates which nductive p or use on t urns a reality. and zero e e levels ar s when com to the goa y using cos r Stack is a improves parasitics, a the streets Cars and t emissions. re the relat mpared to al of increa st effective a power m electrical and has p s. trucks are The only tive high c combustio asing powe e materials module usi capabilitie assed the As e cost cept ples is a elec just by re gine pow just impr cien are also the batte silently wh obstacles costs and t on engines er density s to push ng thick fil es, design rugged te electromob t effective ts will be n across the a key rese ctronics ba as an impo eplacing c eering sh wer module a couple rove electr t inverters converted relieves time betw ery range. hizzing by for electro the range s. At AB M for power electro mo m technol flexibility, sting need bility takes f and mor needed to e globe. Im earch topic attery ma ortant role. opper with orter dist es, batterie of solutio ric cars. C helps to r into unwa the batter ween charg . With the with high e omobility to covered b Mikroelektro r modules obility to th logy on alu thermal m ded for imp form lighte re powerf transport mproving b c, but for anagement . Reducing h aluminum tances b es and mot ons to con Creating mo reduce loss anted hea ry and inc ges and e e improvem efficieno reach between onik, we and rehe foreuminum manageplemener, more ful conall peobatteries r power t plays g weight m or enbetween tors are ntinually ore effises that at which creases extends ment of 107 materia the per The Po tions, b plicatio large c switche dissimi gives t continu curves By usin the cal tion set lored fo For the phase, come to 400A als and pro rformance ower Stack but the pac ons. By usi continuous ed in paral larities in the power uous opera are shown ng an AB culation w tting are k or the desir e 48V Powe and a con o just unde ocesses, in of electric k has been ckaging tec ing a 2mm s currents lel, curren packaging stack ver ation. The n in figure 2 Mikroelekt with measu known and red applica er Stack, a ntinuous c er 12W as 0,5V nverters ca drive train n designed chnology h m thick alum can be a t is homog g. This ho ry stable a e static inp 2. tronik pow rement, th the footpr ation. a switching urrent of 2 seen in eq an greatly c s needed f for high c has also be minum cur applied at genously s omogenous and consis put-output wer module he static a rint and th g frequency 200A are c quation 1. 40 change the for electrom current 48V een tested rrent carry ease. Wh pread to e s spread o stent chara curves as e design te nd dynam ermal cha y of 16kHz considered 00A e design fle mobility. V electric d for high v ying bus ba hen multip each MOSF of current acteristics s well as emplate, a ic losses d racteristics z, duty cycl and the to exibility as drive train a voltage (68 ar as a su le transist FET reduc and temp during pe the invers and then v during any s can then le of 50% o total power . 1V well as applica- 80V) apbstrate, tors are cing any perature eak and s diode verifying y operan be taion each r losses 108 When c (if therm tion at 2 Due to doubled devices This th within t be dou Becaus imposs therma can be tion. Fo therma tions ca The the ing env measu considering mal imped 200 A is on the nature d. Instead s can be c ermal resi the module bled for th se double sible to view al transient e studied a or a single al transient an be achi ermal trans vironmenta red and ob g the Powe dance is co nly 2.5°C. e of stacki of attachin cooled on stance red e and/ or w e same foo sided pow w the hotte properties and compa e IGBT sw t measurem eved. sient meas al and life bserved ind er Stack 4 onsidered) ing a powe ng the acti the topsid duction eit ith a given otprint. wer module est spot of s of the ac ared with t itch, an Rt ment. By s surement te time testin dicating the 8V has a t ) the temp er module ve compo e as well her reduce or known es are san f the chip w ctive device the expect th of 0.185 switching s echnique i ng. As a m e weakest thermal res erature ris , the active nents on o cutting the es the max maximum ndwiched b with an infr es (Mosfet ed values 5 K/ W can smaller chi s also very module ag t material o sistance of se during w e cooling a one side to e thermal r ximum tem temperatu between tw rared came ts or IGBT from simu n be achiev ps in para y informativ ges, each or interface f ~0.2 K/ W worst case area is eff o the heats resistance mperature ure the pow wo heatsin era. By us Ts), each in ulation or ved as see allel further ve when c interface e of the en W or less e operafectively sink, the in half. created wer can nks, it is sing the nterface calculaen from r reducconductcan be tire ma- 109 terial s temper rents in One of aluminu tance a air-coo and a h after 3 switchi ystem. 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One sec 0 kHz or 5 sistance is me and tem e are need se the sem stead of tr the chip an re the micr away from orrelates to ree dimens hip heats u en the chip 34,7 40 ure 5, show rent pulses cond is alr 50 μsecs. A s reached mperature ded for cert miconducto raditional w nd aluminu ro weld att the chip, t o longer life sional simu up when in s on the in 7°C ,9°C 25A ws the the s of one s ready muc At roughly . This mod can be ca tain drive s or devices a wire bonds um. As see taches to t he temper etime for th ulation gra n a paralle nside phase ermal resis second on ch longer th y 200 seco dule is de alculated w situations. are contac s, the heat en in figure the chip. W rature at 10 he module aphic in fig el switching e compare 80,3°C 108,3°C 100A stance curv nly 20% o han a typic nds, or ov esigned for when peak cted on the is directly e 6, wire bo When the h 00A is red or higher c ure 4, also g configura ed to the ch ve at differ of the ther cal motor s ver 3 minut r 200 amp currents of e topside w y spread at onds have heat is allo uced by al capable cu o shows ho ation. Ther hips on the . rent curren rmal resist switching f tes, the tot pere howe f 400, 600 with alumin t the interf e a hot spo owed to sp lmost 30 d urrents. ow homog re is no dif e outside p nt pulse ance is requental therever the , or 800 num bus face bet directread diegrees. enously fference phases. 111 The Po screen placed The thi ture to at the s ture se been in mainta parasit respon gineers sign op minum By usin stray p cancels respon ical sys car tha ower Stack printing t to fit almo ckness ca ensure ga same heig ensors, act ntegrated in a comp ics origina sive and m s to reach ptimization substrate ng the laws arasitics b s out each se of the m stem. It is n in a char k has bee technology ost any req an also be ates (sepa ht reducin tive compo directly in pact footpri ting from l more contr shorter de s on 2 nd a that has b s of physic because m h individua module. Ind much eas rter bus. n created y, the cond quired dim partially a rated with g thermal onents as the heart int but also ong condu rollable pow evelopmen and 3 rd gen een prepa cs, a stack utual induc l conducto ductance i sier to drive using add ductor and mension, fo nd selectiv an isolatio mechanica well as p t of the po o to reduc uctor tracks wer modul nt cycles fo neration m ared for SM ked module ctance of or inductan n an electr e fast on a ditive thick d dielectric or instance vely added on layer) a al stress w passive res ower modu ce unwante s or wires. le while at or custom modules. Fi MD product e will lower overlappin nce which rical system a small mo film proce c tracks c around h d allowing f and source within the s sistors and ule which ed inductiv This in tur the same power mo gure 7 sho tion. r the overa ng conduct in turn imp m is like m ountainous esses. 4 B can be sel oles and c for a 3D a e/ emitter p system. Te d capacito helps not ve and ca rn creates time enab odules and ows a typi all inductan tors subtra proves the mass in a m s road in a Active co gate sou Emitter s Passive pads - r tors/ capa By using ectively corners. architecads are emperars have only to pacitive a more bles end/ or deical alunce and acts and e overall mechana sports omponenturce pads sensing pad component esisacitors. 112 Using G tivity ca The Po oversho has su switchi also ca matical tors the then ca lead to saves c It is gre ture un 324 req try and jected t Grover's L an be calcu ower Stack oot in relat ch a low m ng is grea an allow an lly increase e conducti an allow a reducing costs. Figu eat when a nder labora quirements to be put to thermal l L i self M i aw of Indu ulated. k also has a tion to the module ind atly reduce n engineer es advanta on losses n enginee the amoun ure 8 show a power mo atory condit s for it to b in real veh cycling an f 002 . 0 l l 002 . 0 uctance an a measure dI/ dT, this ductance l ed. This no r to reduce ages for th become lo r to use m nt of transi ws the setup odule can tions, but I be conside hicles out nd humidity W l 2 ln 2 d l 1 ln nd mutual i ed inductan s 6nH has like the Po ot only he e the voltag he module. ower, the t more powe stors in a p during dy outperform It is essent ered as a v on the stre y tests, and T l 2 1 d l 2 2 inductivity nce of 6nH been verif ower Stack lps with sw ge class of . By using temperatu r in the sa parallel sw ynamic cha m standard tial for a po viable optio eets. The P d power cy e e log l d l d 2 2 1 in formula H. By meas fied. When k, the volta witching p f transistor lower volta re is in tur ame footpr witching co aracterizat d modules ower modu on for the a Power Sta ycling tests d a 1, module suring the n a power age overs performanc rs which th tage class rn reduced rint. This c onfiguration tion. at room te ule to pass automotive ack has be s are in pro e inducvoltage module hoot by ce but it hen dratransisd, which can also n, which emperas the LV e indusen subogress. 113 The Po lower te peratur 125°C. down t RdsOn a Pass Accord 1000 c than 40 ower Stack emperatur re saturatio Once the to the cold with 4 Mo s/ Fail Crite ing to the cycles, the 0μOhm. 0 TC k has been re chambe on they are e modules d chambe osfets in pa eria or 40μ LV 324, 1 Power St subjected r is set for e moved in reach tem er and the arallel is in Ohm was 1000 therm ack perfor d to therma r -40°C and n under 10 mperature s cycle con nitially 1.1 m taken from mal cycles rms as it d 500 TC al shock cy d once the 0 seconds saturation a ntinues. F mOhm. Th m the sup is a minim did initially cling (-40° e power mo to an uppe again, they or a 100V e 5% incre plier requi mum requi and did n °C to 125°C odules rea er chambe y are move V applicati ease in Rd rements: L rement, an not increas . 1000 TC C). The ch temer set at ed back ion, the dsOn as LV 324. nd after se more . 114 A desig RdsOn The tes lems fo solder for cust Humidi profile o testing. and the quired is in the and ch The bre that the Power panies ity of a wire bo reach t to a st 80°C. B current cause t to crea than w gn of expe and brea sts were ch or electron paste, und tom applic ty testing of 85°C an . The RdsO e RdsOn h 5% increa e module i ips themse eakdown v ese module cycling tes as well as stacked p ond modul the same te tandard m By cooling t is applied the therma ate a tempe hat the ac eriments, D kdown vol hosen beca nic power m der fill and cations. has also nd 93% r.h On and bre has been ase. This is tself or at elves appe voltage, ho es perform sts are in a s other pow power mod es. 7 It ofte emperatur module. AB the backs d to the ch al and elec erature de ctual modu Drift ~15% DOE, was tage durin ause they module pa layout ha been com ., the mod eakdown v found to h s under inv the termina ear to be un owever, did m well durin a starting p wer modul ule increas en takes 3 re differenc B Mikroele side of the hips to bri ctrical resis lta of 80°C le requires % done to f ng passive have prov ackaging. F ave been q pleted with ules were voltages we have slight vestigation al contacts nchanged d not chan ng high hum phase, but e manufac ses up to 30% more ce needed ektronik tes e module to ng the jun stance is s C is extrem s during no find the be thermal c ven in the p From the r quantified, h satisfyin tested init ere measu tly higher because i s. From fin and in initi ge from th midity testi it has bee cturers tha 10 fold wh current fo for the pow sts with a o maintain nction tem so small, th mely high a ormal oper est materia cycling and past to cau results of t qualified a g results. ially and af ured before RdsOn va t is not cle nal analysi al conditio he initial va ng. en shown b t the powe en compa r a double wer cycling a temperat n a temper perature u he amount and often n ration. A n al combina d humidity use the mo the DOE t and are no With a s fter 1000 h e and after alues than ear if this in is the solde on. alues and s by our sist er cycling c aring it to s e sided mo g when co ture differe rature of 4 up to 125° t of power needs to b new power ation for testing. st probthe best ow used tandard hours of r testing the rencrease er joints suggest er comcapabiltandard odule to mpared ence of 5°C the C. Beneeded be more cycling 115 test me a succe of Life T The Po ing pow "Veren therma weight accepta areas w 1. A.B sub 2. Ch Pow me 3. Da Jer 4. E. "Co ethod shou essful com Testing so ower Stack wer densit a Staatspr al and elec and robus ance and where high B. Mikroele bstrats" Pa ris Burns, wer Electro ent, VDE, M vid J. Griff rsey). P.32 Eisermann omparison uld be cons mpletion of o the powe k has alrea ty issues reis for Inn ctrical cha st against e implement h power in ektronik Gm atent Applic PCIM Euro onics, Inte May 20-22 fiths, Introd 24. n, K. Höll, W of low cos sidered for 100,000 p r cycling te dy won rec especially ovation" fo racteristics environmen tation not o a small pa mbH. 2012 cation A 52 ope 2014; lligent Mot 2014 pp. 1 duction to E W. Smetan st, insulate r double si power cycl ests will co cognition a for electr or 2015. W s, while at ntal testing only in aut ackage is n 2. "Verfahre 27/ 2012. 0 Internation tion, Renew 1-8 Electrodyn na, W. Tus ed aluminiu ded power es at 400A ontinue unt as being an romobility With the adv t the same g, the Powe tomotive a needed. en zur Her 04 May 201 nal Exhibit wable Ene amics, 3 rd sler, M. Ung um substra r modules. A. The LV il failure. n innovativ and has b vantages in e time bei er Stack w pplications stellung ei 12. ion and Co rgy and En ed. (Prent ger, J. Wh tes used a . Figure 12 324 requir ve solution been gran n design fle ing compa will continue s but also nes metall onference nergy Man tice Hall, N itmarsh. (2 as integrate 2 shows res End in solvnted the exibility, act light e to find in other lisierten for nage- New 2009) ed heat 116 sinks with conventional technology. Microelectronics International, Vol. 26 Iss: 2, pp.3-9. 5. Hyungsuk Kim, Charlie Chung-Ping Chen. Be Careful of Self and Mutual Inductance Formulae [Online]. Available: <http: / / ccf.ee.ntu.edu.tw/ ~cchen/ research/ CompInduct9.pdf>. 6. Mario Kubik, B.S. (2013). Bachelor. Thesis. Fachhochschule Technikum Vienna: Austria. Mikio Ishihara, "Power Modules for Electric and Hybrid Vehicles" Bodo's Power Systems. June 2014. http: / / www.powerguru.org/ power-modules-for-electric-andhybrid-vehicles-2/ . 117 André Schäfer, Stefan Rühl Motors for electric or hybrid vehicles require precise resolvers which already detect the actual rotor position when starting the engine. The exact rotor position allows an optimal control of the engine, resulting in a reduction of energy consumption and a higher range of the vehicles. Position sensors in the engine bay have to deal with strong vibrations, a wide temperature range and high speeds rotation of several kU / min and must be robust against magnetic fields at the same time [1]. To meet these requirements TT Electronics has developed a new inductive High Speed Rotation and Position sensor (HSRP) [2]. An outstanding benefit of this technology is its immunity to low frequency magnetic fields, and its cost-effective and slim design. Due to the used technology the inductive measuring principle can be used in a HSRP resolver at startup (0 U / min) and at very high speeds (up to 30 kU / min). The reached accuracy is comparable to current resolvers and is significantly better when using the intended Vernier calculation. The HSRP technology can reach different ASIL levels in accordance with ISO 26262 depending on customer requirements. Motoren für Elektro- oder Hybridfahrzeuge fordern präzise Resolver, welche die aktuelle Rotorlage bereits beim Starten des Motors genau erkennen. Die genaue Rotorlage ermöglicht eine optimale Ansteuerung des Motors, führt zu einer Reduktion des Energieverbrauchs und einer höheren Reichweite der Fahrzeuge. Lagegeber im Motorraum müssen mit starken Vibrationen, einem großen Temperaturbereich und hohen Geschwindigkeiten von mehreren kU / min zurechtkommen und gleichzeitig möglichst robust gegen fremde Magnetfelder sein [1]. Um diesen Anforderungen gerecht zu werden, hat TT Electronics einen neuen, induktiven Hochgeschwindigkeitsrotations- und Positionssensor (HSRP) entwickelt [2]. Herausragende Stärken dieser Technologie sind ihre Störfestigkeit gegenüber niederfrequenten Magnetfeldern, ihr kostengünstiger Aufbau und ihre flache Bauform. Aufgrund der verwendeten Technologie kann das induktive Messprinzip bei einem HSRP-Resolver sowohl beim Start (0 U / min) als auch bei sehr hohen Drehzahlen (bis zu 30 kU / min) verwendet werden. Die erreichte Genauigkeit ist mit aktuellen Resolvern vergleichbar und kann bei Verwendung der vorgesehenen Nonius-Berechnung deren Genauigkeit deutlich übertreffen. Die HSRP-Technologie kann je nach Kundenanforderung unterschiedliche ASIL Level gemäß ISO 26262 erreichen. 118 Die Europäische Union hat sich verpflichtet, die CO 2 -Emissionen bis 2020 um mindestens 20 % gegenüber dem Stand von 1990 zu reduzieren. Zum Erreichen des Ziels soll auch der PKW-Verkehr, der für ungefähr 12 % der CO 2 -Emission verantwortlich ist, beitragen. So schreibt die 2014 novellierte Verordnung (EG) Nr. 443/ 2009 vor, dass bis 2020 der CO 2 -Ausstoß auf durchschnittlich 95 g / km gesenkt werden muss [3]. Diese gesetzliche Regelung zur Reduzierung von CO 2 Emission führt aktuell zu einer vermehrten Elektrifizierung des Antriebsstrangs und zu dem zunehmenden Einsatz von Elektro- und Hybrid-Fahrzeugen (EV / HEV). Elektromotoren bestehen in der Regel aus einem Rotor und Statoren. Die Richtung und die Größe des Magnetfeldes lassen sich durch die Verteilung des Erregerstroms auf verschiedene Spulen steuern. Das größte Drehmoment an der Rotorwelle entsteht, wenn die Feldrichtung des Stators 90° von der Feldrichtung des Rotors entfernt ist. Je größer die Abweichung ist, desto niedriger ist der Wirkungsgrad des Antriebs. Daher liefert die Information über die exakte Rotorlage entscheidende Datenwerte für die Motorsteuerung. Ihre Genauigkeit hat direkten Einfluss auf den Fahrkomfort, den Wirkungsgrad und die Leistung von Elektro- und Hybrid-Fahrzeugen. Bei einem Motor werden für die Bestimmung der Winkellage des Rotors induktive, rotatorische Winkellagegeber, sogenannte Resolver verwendet. Eingesetzt werden Resolver aktuell insbesondere für Elektro- und Hybrid-Fahrzeuge sowie für die Start- und Stopp-Systeme und elektrisch unterstützte Lenksysteme. Ein klassischer Resolver hat einen ähnlichen Aufbau wie ein Motor und besteht aus einer drehbaren Spule, dem sogenannten Rotor und zwei äußeren Spulen, welche Statoren genannt werden (siehe Bild 1). Bei einem Resolver mit Stator-Regelung werden die beiden Statoren mit einer um 90° zueinander phasenverschobenen Wechselspannung erregt. Im Rotor wird aufgrund dieser Anordnung und Beschaltung der beiden Statoren eine Spannung induziert, deren Phasenlage direkt von der Stellung des Rotors abhängt. Mittels der Phasenlage des Rotors im Bezug zur Phasenlage des ersten Stators kann die Winkellage des Rotors bestimmt werden. Innerhalb einer Umdrehung des Rotors ändert sich die Phasenlage des Stromes im Rotor von 0° bis 360°. Bei der Rotor-Regelung wird durch den Stromfluss im Rotor in die beiden Statoren ein Strom induziert. Im Vergleich zur Stator-Regelung wird bei der Rotor-Regelung die Winkellage des Rotors nicht über die Phasenlage, sondern über die Amplitude des in die beiden Statoren induzierten Stroms ermittelt. Die Amplituden der induzierten Spannungen in den beiden um 90° verdrehten Statoren sind abhängig vom Winkel des Rotors. Die Winkelstellung des Rotors wird aus dem Amplitudenverhältnis über die Arkustangensfunktion berechnet. 119 Sowohl bei der Rotor-Reglung als auch bei der Stator-Regelung wird ein elektrischer Übergang zwischen dem drehbaren Rotor und den Rest benötigt. Dies kann im einfachsten Fall über Schleifer erfolgen. Diese kommen jedoch bei den heute üblichen berührungslosen Sensoren nicht mehr zum Einsatz. Stattdessen wird der Rotorstrom durch Übertragungsspulen vom feststehenden zum drehbaren Teil oder umgekehrt übermittelt. Heutzutage gibt es Resolver in einer Vielzahl von unterschiedlichen Bauformen und Technologien. So werden Resolver oft auch mit mehr als einem Polpaar gebaut, wodurch eine höhere Auflösung erreicht wird. Diese Erhöhung der Auflösung ist sowohl für die Stator-Regelung als auch für die Rotor-Regelung möglich. Bei einem Resolver mit Stator-Regelung und zwei Polpaaren wird zum Beispiel die Phasenlage des Rotorstroms zweimal von 0°-360° durchlaufen und eine Verdopplung der Auflösung erreicht. Allerdings kann bei der Verwendung von mehr als einem Polpaar nicht mehr die absolute Position innerhalb einer vollen Drehung bestimmt werden. Wird ein solcher Resolver zum Beispiel eingesetzt, um die Läuferlage eines Synchronmotors zu bestimmen, besitzt der Resolver immer ein Polpaar oder die gleiche Polpaaranzahl wie der Synchronmotor. Für Elektro- und Hybrid-Fahrzeuge kommen derzeit sogenannte VR-Resolver (Variable Reluctance Resolver) zum Einsatz. Im Vergleich zum klassischen Resolver verzichten VR-Resolver komplett auf Kupferspulen auf dem Rotor und besitzen dafür eine Vielzahl von Spulen, die über die vollen 360° auf dem Stator verteilt werden. Durch den Verzicht auf Spulen auf dem Rotor können flache Resolver-Designs erzielt werden, die nur wenige Zentimeter dick sind und aktuellen Bauraumanforderungen entsprechen. Durch den Aufbau des Stators mit vielen verteilten Spulen können VR-Resolver die Polposition des Rotors deutlich genauer bestimmen als klassische Resolver. VR-Resolver erreichen für Motoren mit vier Polpaaren eine Genauigkeit Rotor 1. Stator 2. Stator 120 von bis zu 0.5°, was einer maximalen Genauigkeit von 2° auf die vollen 360° entspricht. Eine konsequente Weiterentwicklung des Prinzips der Stator-Regelung eines klassischen Resolvers stellt die durch TT Electronics entwickelte Autopad ® -Technologie [4] dar. Dabei wird vollständig auf Spulen verzichtet und stattdessen eine Spulenstruktur direkt in Form von sinus- und kosinusförmigen Leiterbahnen auf die im Sensorgehäuse ohnehin vorhandene Leiterplatte aufgebracht. Die Autopad ® -Technologie besteht aus zwei Leiterplatinen: dem PAD und dem PUCK (siehe Bild 1). Auf dem PAD befinden sich zwei statische Spulenstrukturen zum Senden des Sinus- und Cosinus- Signals, eine Empfängerschleife und das ASIC (Application-specific integrated circuit) für die Signalgenerierung und -verarbeitung. Der PUCK umfasst einen LC- Schwingkreis und kann über dem PAD bewegt werden. Die beiden Sendespulen werden mit einem hochfrequenten Strom betrieben, dessen Frequenz mit der Resonanzfrequenz des PUCKs abgeglichen wird. Gleichzeitig wird der Strom bei niedriger Frequenz in Quadratur moduliert. Diese Felder koppeln an den PUCK und erzeugen einen Gesamtstrom, der von der Position des PUCKs zum PAD abhängig ist. Das in den PUCK induzierte Wechselfeld induziert eine Spannung in der Empfangsspule auf dem PAD. Das ASIC erfasst dieses Spannungssignal und berechnet die Phase des modulierten Signals und daraus die PUCK-Position. Die herausragende Stärke der Autopad ® -Technologie ist ihre Immunität gegenüber niederfrequenten Magnetfeldern. Zudem besitzt die Technologie durch den Verzicht auf Kupferwicklungen und durch den Einsatz von Leiterplattenstrukturen eine Reihe von Vorteilen bezüglich Kosten, Größe und Flexibilität gegenüber klassischen Resolvern. Die zugrunde liegende Stator-Regelung und die daraus resultierende Bestimmung der Phasenlage über das niederfrequente Signal kann jedoch nicht für 121 Anwendungen mit hoher Drehzahl eingesetzt werden und ist daher für typische Resolver-Anwendungen mit Drehzahlen größer 10 kU / m ungeeignet. Der grundlegende Aufbau und die Funktionsweise der neuen HSRP-Technologie sind mit der Autopad ® -Technologie vergleichbar. Allerdings verwendet die HSRP- Technologie das Prinzip einer Rotor-Regelung. Dementsprechend besitzt ein HSRP- Resolver eine Spule als Sendespule und zwei Spulen als Empfangsspulen (siehe obere Platine in Bild 3). Diese drei Spulen sind als Leiterbahnen auf einer Platine, dem PAD, realisiert und an ein ASIC angeschlossen. Für die Funktion als Sensor wird analog zum Autopad ® - System eine weitere Platine, der PUCK, mit aufgebautem LC-Schwingkreis benötigt (siehe in Bild 3 Platine unten). Eine oszillierende Spannung an der Sendespule regt den Schwingkreis auf dem PUCK, dessen Resonanzfrequenz mit der Oszillatorfrequenz übereinstimmt, an. Der Schwingkreis erzeugt ein wechselndes elektromagnetisches Feld, welches in die beiden Empfangsspulen eine Sinusbzw. Cosinus- Spannung induziert (siehe Bild 4). Wird der PUCK über dem PAD bewegt, ändern sich die beiden Spannungen der Empfangsspulen. Die beiden Empfangsspulen haben eine Sinusbzw. eine Cosinus-Struktur (siehe Bild 3), wodurch ein Sinusbzw. Cosinus-Signal induziert wird, wenn der PUCK über dem PAD bewegt wird. Durch die Wahl dieser Sinus- und Cosinus-Struktur der Spulen empfangen beide unterschiedliche Amplitudenwerte der induzierten Spannung, 122 sodass mit den Sinusbzw. Cosinus-Signal ( sin und cos ) der aktuelle Sensorwinkel des PUCKs über die Arkustangensfunktion berechnet werden kann. (1) Die HSRP-Technologie weist aufgrund des leiterplattenbasierenden Aufbaus auch alle Vorteile der verwandten Autopad ® -Technologie auf, kann jedoch insbesondere für Anwendungen mit Drehzahlen bis zu 30 kHz eingesetzt werden. Hierdurch können kostengünstige, schlanke Resolver konstruiert werden. Zudem können durch die Verwendung von unterschiedlichen Trägerfrequenzen zwei unabhängige Bestimmungen der Winkellage parallel durchgeführt werden. Die HSRP-Technologie sieht daher standardmäßig einen zweikanaligen Aufbau vor. Durch die zweite unabhängige Messung kann je nach Kundenanforderung die Genauigkeit gesteigert werden oder ein höheres Sicherheitslevel erzielt werden. 123 Das Nonius-Prinzip ist vom Messschieber bekannt und arbeitet mit zwei unterschiedlichen Messskalen. Bei Verwendung des Nonius-Prinzips wird bei der HSRP- Technologie ein PAD verwendet, welches auf der oberen und auf der unteren Seite eine unterschiedliche Anzahl an Spulenanordnungen besitzt. Die gleiche Anzahl von Schwingkreisanordnungen befindet sich auf der PUCK Ober- und Unterseite. Durch dieses Design werden auf der Ober- und Unterseite von PUCK und PAD zwei unabhängige Messungen mit unterschiedlichen Messskalen durchgeführt. In Bild 5 wird das Verfahren anhand von zwei Messspuren mit vier bzw. drei Unterteilungen oder Spulenanordnungen verdeutlicht. Durch jede Unterteilung steigt die Auflösung. So vervierfacht bzw. verdreifacht sich die Auflösung auf Spur 1 bzw. 2. Um die genaue Position über die vollen 360° bestimmen zu können, werden beide Spuren benötigt. Wird für beide Spuren der Winkel ( ) über die Arkustangensfunktion bestimmt, unterscheidet sich 1 von 2 aufgrund der unterschiedlichen Messskalen. Die Differenz der beiden Positionen ( 1- 2) ist innerhalb einer Umdrehung (360°) gleich der Winkelposition. Im Gegensatz zu aktuellen Resolvern kann so die Genauigkeit unabhängig von der Anzahl der Polpaare des Motors gesteigert werden. Hierdurch kann z. B. bei 10 Unterteilungen eine Verzehnfachung der Genauigkeit erreicht und trotzdem der absolute Winkel über die vollen 360° bestimmt werden. Je nach Kundenanforderungen bezüglich des Designs und der Größe liegt die Genauigkeit des HSRP-Resolvers für eine Messung bei 2° bis 4° und ist mit aktuellen Resolvern vergleichbar. Durch die Nonius Berechnung ist zudem wenigstens eine Steigerung um den Faktor 10 möglich. So konnten bereits mit ersten Prototypen 124 Winkel über eine volle Drehung von 360° mit einem maximalen Fehler von ± 0.2° gemessen werden. Im direkten Vergleich zu aktuellen Resolvern, die an den Grenzen ihrer maximalen Genauigkeit stehen, steht die HSRP-Technologie hierbei erst am Anfang und bietet großes Potential für die nächsten Resolver-Generationen. Bei Resolvern werden aufgrund der hohen Drehzahl typischerweise die analogen Sinus- und Cosinus-Signale direkt vom Resolver zur ECU (Engine Control Unit) übertragen. Die ECU wertet die Signale aus und bestimmt je nach Anwendung die Winkelposition oder Drehzahl. Für die Nonius-Berechnung werden die Signale von zwei Kanälen bzw. Resolvern benötigt. Klassische Resolver können dies aufgrund der gegenseitigen Beeinflussung und des begrenzenden Bauraums nicht liefern. HSRP- Resolver dagegen können diese Signale von zwei unabhängigen Messungen liefern, ohne zusätzlichen Platz zu benötigen. Die Information des zweiten Kanals kann alternativ auch für Resolver mit hohen Sicherheitsanforderungen verwendet werden. Bei der Entwicklung der neuen HSRP- Technologie wurde die ISO 26262 berücksichtigt. So können alle Resolver der HSRP-Technologie mindestens ASIL A Anforderungen erfüllen. Die HSRP- Technologie ermöglicht darüber hinaus die Verwendung der Ergebnisse der zweiten unabhängigen Messung zur Verifizierung der ersten Messung, wodurch wenigsten ASIL B erreicht werden kann. Hierbei übergibt der HSRP-Resolver die Sinus- und Cosinus-Signale der Messung des ersten Kanals an die ECU und vergleicht parallel die Ergebnisse des ersten Kanals mit denen des zweiten Kanals. Die Spulenstrukturen von PAD und PUCK sind hierbei für den ersten und zweiten Kanal exakt gleich, sodass eine unabhängige redundante Messung auf Kanal zwei erfolgt. Sollte es zu Differenzen bei den Ergebnissen der beiden Messungen kommen, die zu einem kritischen Fehler führen können, werden die analogen Ausgangssignale des Resolvers auf Masse gezogen und so der Fehler der ECU signalisiert. Durch weitere Sicherheitsmaßnahmen kann je nach Kundenanforderung auch ein höheres ASIL-Level erreicht werden. Die auf Leiterplatten basierende HSRP-Technologie ermöglicht sehr flache Resolver- Designs und kann gegenüber aktuellen flachen Resolvern weiteren Bauraum einsparen. Darüber hinaus kann das Resolver-Design sehr einfach für Kundenanforderung bezüglich der Verwendung des zweiten Kanals, der Anzahl der Spulenstrukturen und der Größe und Form der Spulenstrukturen optimiert werden. So sind auch Resolver- Designs möglich, bei dem das PAD oder der PUCK nicht aus einem geschlossen Ring, sondern nur aus einem Halb- oder Viertelring bestehen. 125 In Bild 6 sind die Platinen für PAD und PUCK für einen HSRP-Resolver abgebildet. Hierbei wurde für das PAD nur ein Viertelring verwendet. Dieses Design hat den Vorteil, dass es sehr einfach montiert oder ausgetauscht werden kann. Die HSRP-Technologie kann neben Resolver-Anwendungen auch für Positionssensoren verwendet werden. Die HSRP-Technologie stellt hierfür alternativ zu dem analogen Sinus- und Cosinus-Signal zwei digitale Ausgangsformate mit 12-Bit Auflösung zur Verfügung. So bietet die Technologie eine PSI5-Schnittstelle gemäß der aktuellen PSI5 Version 2.1 und eine SENT-Schnittstelle gemäß der neuesten Revision des SAE SENT Standards J2716. Beide Schnittstellen übertragen am Ausgang einen 12- Bit Wert der Winkelposition und zudem optional einen weiteren 12-Bit Wert mit der Winkelgeschwindigkeit. Für die Position wird je nach Kundenanforderungen bezüglich Genauigkeit und FUSI-Level das Ergebnis der Arkustangens-Funktion (siehe Formel 1) oder das Resultat der Nonius-Berechnung (siehe Kapitel 4.1) verwendet. Gegenüber den analogen Ausgangsformaten bieten diese beiden digitalen Schnittstellen mehr Sicherheit und mehr Funktionalitäten bei der Übertragung. So werden neben den reinen Sensordaten auch Informationen zum Hersteller, eine Seriennummer und der aktuelle Status des Sensors übertragen. Außerdem werden weniger Leitungen für die Datenübertragung verwendet. Die Funktionen der HSRP-Technologie wurden ausführlich mit verschiedenen Prototypen getestet. Hierbei wurde für einen Resolver mit Nonius-Berechnung eine Linearitätsmessung durchgeführt. Bei der Messung zeigte sich ein maximaler Fehler von 126 ± 0,2° oder ± 0,06 % [2]. Bei einer Linearitätsmessung mit dem Prototypen und der genauen Analyse des Fehlerbildes wurde die harmonische Natur des Winkelfehlers offensichtlich. Typischerweise treten diese harmonischen Winkelfehler aufgrund von Offset-Fehlern, Amplituden-Fehlern oder Phasen-Fehlern auf, die bei der elektronischen Verarbeitung des Signales entstehen [2]. Die hierfür verantwortliche Elektronik entsprach bei den Messungen nicht dem Serienstand. Für die HRSP-Technologie wird in Zukunft ein neu entwickelter ASIC verwendet, dessen Signalverarbeitung deutlich weniger Offset-Fehler, Amplituden- Fehler und Phasen-Fehler als die für die Prototypen verwendeten Elektronikbausteine generiert. Für HSRP-Resolver wird daher erwartet, dass diese bis zur Serienproduktion ihre maximale Genauigkeit noch einmal steigern können. In diesem Beitrag wurde die HSRP-Technologie vorgestellt. Diese neue Technologie kann für den Aufbau von Positionssensoren und insbesondere Resolvern verwendet werden. Die auf Leiterplatten basierende Technologie ist unempfindlich gegenüber niederfrequenten Magnetfeldern und ermöglicht einen zweikanaligen Aufbau für zwei unabhängige Messungen der Winkelpositionen. HSRP-Resolver können daher sehr flexibel gemäß Kundenforderungen aufgebaut und optimiert werden. Gegenüber aktuellen Resolvern kann Bauraum gespart, die Genauigkeit gesteigert, höhere FUSI-Anforderungen erfüllt und Kosten eingespart werden. Die verwandte Autopad®-Technologie verwendet vergleichbare Leiterplattenstrukturen, sodass AB Elektronik bei der Entwicklung und Umsetzung der HSRP- Technologie direkt von den Erfahrungen der millionenfach bewährenden PAD- und PUCK-Strukturen profitiert. Die neue Technologie wurde ausführlich mit unterschiedlichen Prototypen und Kundenmustern (A-Muster) getestet. Hierbei konnte bereits mit einem Prototyp ein maximaler Fehler von ± 0,2° erzielt werden. Es wird erwartet, dass die maximale Genauigkeit durch die Verwendung eines für die HSRP- Technologie neu entwickelten ASICs noch einmal gesteigert werden kann. Erste Messungen werden diesbezüglich im zweiten Quartal 2016 erfolgen. [1] Delbaere, Michaël; Frachon, Didier: Magnetic Resolver - A design-to-cost alternative to conventional variable reluctance resolvers for the electric drives control, Society of Automotive Engineers (SAE), 2014 [2] Schäfer, Andre; Rühl, Stefan: Ein induktiver Positionssensor für hohe Rotationsgeschwindigkeiten, Automotive meets Electronics (AME), 2015 [3] Europäische Union: Verordnung (EU) Nr. 333/ 2014 des Europäischen Parlaments und des Rates vom 11. März 2014 zur Änderung der Verordnung (EG) Nr. 443/ 2009 hinsichtlich der Festlegung der Modalitäten für das Erreichen des 127 Ziels für 2020 zur Verringerung der CO 2 - Emissionen neuer Personenkraftwagen, Amtsblatt der Europäischen Union, 2014 [4] Jones, Ross Peter; Doyle, Richard Alan; Howard, Mark Anthony; James, David Alun; Kreit, Darran; Sills, Colin Stuart: Sensing apparatus and method, EP 1 442 273 B1, 2004 128 Klaus Lang Using conventional power meters in high end applications like hybrid drives is causing several problems. Power meters cannot cope with complex systems (i.e. multilevel converters or eCVTs) nor can power meters be used to investigate relations between mechanical and electrical quantities (i.e. winding resistance and thus copper losses in relation to the winding temperature). If the electrical quantities are acquired and stored continuously (or at least as a snapshot per set point) and mechanical and bus data are stored in parallel, then there are several analysis possibilities providing deeper insights into the behavior of the system “hybrid drive”. This paper describes a combined power meter / data acquisition system designed to do this job and explains some of the analysis capabilities. Traditionelle Leistungsmessgeräte stossen bei anspruchsvollen Messaufgaben wie hybriden Antrieben schnell an Ihre Grenzen. So kann weder an komplexen elektrischen Systemen gemessen werden (Multi-Level-Inverter oder eCVTs), noch können Wechselwirkungen zwischen elektrischen und mechanischen Grössen (wie der Wicklungswiderstand und damit die Kupferverluste in Abhängigkeit der Wicklungstemperatur) messtechnisch erfasst werden. Werden jedoch die anfallenden elektrischen Daten kontinuierlich gespeichert, und können zusätzlich mechanische oder Busgrössen mit gemessen werden, bieten sich neue Analysemöglichkeiten und damit eine tiefere Einsicht in das Verhalten und die Leistungsfähigkeit des Gesamtsystems „Hybridantrieb“. Dieser Beitrag zeigt ein solches kombiniertes System Leistungsmesser / Messdatenerfassungsystem und erläutert einige Beipiele der sich eröffnenden Analysen. Das modulare System erfasst 6 bis 42 elektrische Signale wie Spannungen oder Ströme mit einer Abtastrate von 2 MS/ s je Kanal und speichert diese kontinuierlich und direkt auf Festplatte ab. Zusätzlich können mechanische Grössen wie Drehmoment, Drehzahl, Drehwinkel, aber auch Temperaturen, Vibrationen oder CAN-Bussignale erfasst werden. Digitale Signalprozessoren auf den Eingangskarten errechnen während der Messung alle relevanten Leistungsgrössen wie Wirk-, Blind- oder Scheinleistung und abgeleitete Ergebnisse bis hin zu Grundwellenleistungen, Phasenwinkeln und Wirkungsgraden in Echtzeit und zeigen diese auf dem Bildschirm an. 129 Soweit entspricht das System in etwa einem hochkanaligen Leistungsmessgerät der Premium-Klasse. Zusätzlich lassen sich allerdings auch weiterführende Grössen wie , - Vektoren (Strom-, Spannungs-, Leistungs-Raumzeiger) oder d,q,0-Ströme und -Spannungen (statische Vektoren im rotierenden Koordinatensystem) berechnen und anzeigen. Selbst eine Regelung auf diese berechneten Grössen ist machbar. Nach Ende der eigentlichen Messung lassen sich auf Basis der gespeicherten Rohdaten alle Berechungen nochmals und damit verifizieren. Bei einer Motor- Vermessung lässt sich zum Beispiel pro Arbeitspunkt ein kleines Rohdatenfile speichern (~1 s) und damit auch im Nachhinein noch die errechneten Wirkungsgrade verifizieren und das Kennfeld belegen. Nach Verifizierung und Überprüfung der Rohdaten beginnt die eigentliche Analyse. Mittels einer Formeldatenbank mit über 200 Funktionen lassen sich auch komplexe Berechnungen mit den Rohdaten durchführen. Einige Beispiele sind Raumzeiger- oder dq0-Transformationen, um die Regelqualität besser begutachten zu können, speziell auch im Lastwechselfall. Durch Integration der Ströme lässt sich der Fluss im Motor und damit auch das Moment im Luftspalt ermitteln. Dies ist bei eng verzahnten hybriden Antrieben ein einfach mögliches Verfahren zur Ermittlung des Drehmoments der elektrischen Hilfsmaschine. Generell ist den Analysemöglichkeiten durch die einfache Verfügbarkeit aller Rohdaten - elektrisch, mechanisch, Bussignale - und die einfache Anwendung der Formeldatenbank auf diese Rohdaten kaum eine Grenze gesetzt. Der offensichtliche Vorteil für den Anwenders liegt in einer einfachen und sicheren Messung mit nur einem System inklusive Verifikation der Ergebnisse und in einer deutlich schnelleren, integrierten Analyse ohne den Umweg über externe Analysetools. Basis des Systems ist ein modulares Messdatenerfassungssystem HBM GENESIS HighSpeed (ehemals Nicolet Genesis). Mit Hilfe verschiedener Messkarten wird dieses an die Messaufgabe angepasst wie z.B. zur Messung an einem eCVT mit hoher Kanalzahl für mehrere Inverter und drei oder vier Drehmomentwellen. So werden alle Signale mit einem einzigen System schnell und synchron erfasst und abgespeichert. Zur Echtzeit-Leistungsberechnung werden DSP´s eingesetzt, die bereits auf jeder Messkarte eine Vorverdichtung wie z.B. RMS-Berechungen vornehmen. Durch diese Rechen-Auslagerung nach vorne auf die Eingangskarten wird das Gerät skalierbar, da die Rechenleistung mit zusätzlichen Kanälen/ Karten wächst. Parallel zur Echtzeit- Berechung werden die Daten bei Messungen je stabilem Arbeitspunkt blockweise oder auch kontinuierlich bei Messungen wie Anlaufversuchen oder Sprungantworten direkt auf Festplatte gespeichert. Durch spezielle Kompressionstechniken können extrem hohe Speicherraten bis zu 400 MB/ s erreicht werden. Nach der Abspeicherung kann sofort mit einer Analyse begonnen werden. Beginnend mit einer (erneuten) Berechnung von Leistungen und Wirkungsgraden, aber deutlich weitreichender mit Raumzeigerleistung, dq0-Transformation oder Luftspaltmoment- Berechnung. All das wird kontinuierlich über alle Messdaten berechnet und angezeigt. Bei Messung im sogenannten „Setpoint-Modus“ (Messung je Arbeitspunkt) kann vollautomatisch eine Analyse gestartet werden, die alle gewünschten Ergebnisse je Ar- 130 beitspunkt ermittelt und dann die Ergebnisse für alle Arbeitspunkte in einer EXCEL- Tabelle zusammenfasst. Bild 1 zeigt den vereinfachten Messaufbau. Hauptbestandteil ist, wie schon erwähnt, immer ein Grundgerät der HBM GENESIS Highspeed Serie. Nur diese Hochleistungs-Geräte sind schnell genug, um die kontinuierliche Datenspeicherung zu bieten, und haben genügend Rechenleistung, um die nötigen Operationen zur Leistungsberechnung für praktisch beliebig viele Phasen gleichzeitig und in Echtzeit durchführen zu können. In ein solches Grundgerät werden mindestens zwei Messkarten mit jeweils 6 Kanälen eingesetzt, also in Summe 12 Kanäle für Strom und Spannung. Die Spannungen können mit den integrierten Verstärkern mit einem maximalen Eingangsbereich von +/ - 1000 V direkt gemessen werden, die Ströme werden über Stromtransformatoren (üblicherweise hochgenaue Zero-Flux-Typen wie von LEM oder Danisense) oder mittels Stromzangen gemessen. Werden mehr Strom- und Spannungskanäle benötigt (5-Phasen-Motor oder ein kombinierter Motor-/ Generator-Prüfstand), werden einfach weitere Messkarten eingeschoben. Ein „mittelgrosses“ Rack-Grundgerät mit sieben Steckplätzen für Erfasssungskarten, das GEN7tA, zeigt Bild 2. 131 Digitale Drehmoment-Aufnehmer und inkrementale Drehzahlgeber werden direkt an das Grundgerät angeschlossen, das hierfür mit bis zu 12 Zählereingängen für bis zu sechs Drehmomentflansche ausgestattet werden kann - also genug selbst für allradgetriebene, reine Elektrofahrzeuge oder eCVTs. Als Besonderheit sind bei den oft genutzten HBM Drehmomentflanschen auch Positionsgeber für die Nullage implementiert, denn nur bei bekanntem (elektrischem) Drehwinkel lässt sich dieser in der dq0-Transformation eliminieren. Temperatur- oder CAN-Signale werden über sogenannte Satelliten der QuantumX- Serie direkt an der Messstelle erfasst und digitalisiert, und dann mittels Ethernet an das GENESIS Highspeed Grundgerät weitergeleitet, natürlich mit exaktem Zeitstempel. So lassen sich zum Beispiel die Wicklungstemperatur des Motors oder die CAN- Steuersignale von der ECU zum Inverter mit aufzeichnen. Die letzte Komponente des Systems ist dann eine spezielle Software, die eine Live- Leistungsmessung und gleichzeitig leistungsfähige Analysen der gespeicherter Rohdaten nach dem Versuch bietet - die „HBM eDrive suite“. Um beiden Anforderungen gerecht zu werden - Echtzeit-Leistungsmessung und Datenerfassungssystem mit Analysefähigkeiten - wurde für das eDrive System eine spezielle Software entwickelt. Diese ergänzt die normalerweise mit den GENESIS Highspeed Geräte eingesetzte „Perception“-Software von HBM. Diese „eDrive suite“ dient zuerst der Einstellung des Messgerätes. Auf einem „SETUP“-Bildschirm wird die Anwendung - Messen am invertergespeisten Elektromotor - nachgebildet. In den drei klar gegliederten Blöcken Invertereingang, Inverterausgang und Motorausgang des User Interface werden dann die nötigen Einstellungen wie Typ des Inverters, Schaltungsart und genutzte Sensoren eingestellt und das System ist messbereit. 132 Zur eigentlichen Messung und zur Echtzeit-Anzeige der Leistungmesswerte dient das LIVE-Menü. Dieses zeigt im oberen Teil einen traditionellen Leistungsmesser mit Ergebnissen wie Wirkleistung, Blindleistung oder Grundfrequenz für alle drei Systemblöcke. Dabei lässt sich die Anzeige auf einzelne Phasen oder die kumulativen Werte umschalten. Der untere Teil des LIVE-Menüs lässt sich mit Komponenten wie Oszilloskop- Anzeige, FFT-Anzeige oder einem Bereich mit mehr Metern frei konfigurieren. Speziell für die Meter lassen sich die gewünschten Anzeigewerte wiederum aus mehr aus 60 berechneten Parametern wie Phasenwinkeln, Grundwellenleistungen, THD und einigem mehr auswählen. Hilfreich ist hier auch, das bis zu drei Monitore an das System angeschlossen werden können, um so bei Bedarf die Vielzahl der verfügbaren Information zu verteilen. So lassen sich die Leistungswerte auf einem Monitor, das Oszilloskop und eine FFT auf einem zweiten, und noch mehr Meter auf einem dritten Monitor zeigen. Bild 4 zeigt ein Beispiel für einen LIVE-Bildschirm. 133 Nach der Messung mit dem LIVE-Menü kann sofort mit der Analyse begonnen werden. Dabei ist es unerheblich, ob die Rohdaten kontinuierlich gespeichert wurden, um dynamisch z.B. einen Anlauf oder eine Sprunganwort zu messen, oder ob nur ein „Snapshot“ je statischem Arbeitspunkt des Motors erfasst wurde. Zur Analyse dient eine Formeldatenbank, deren über 200 Rechenfunktionen sich auf die gespeicherten Rohdaten anwenden lassen. Dabei sind diese Funktionen, von einfachen Grundrechenarten bis hin zu leistungsfähigen, phasenlosen Filtern beliebig kombinierbar und verschachtelbar. Erster Schritt in der Analyse ist die Zykluserkennung der Grundfrequenz, die dann alle nachfolgenden Berechnungen per Halbwelle ermöglicht. In der Wiedergabe ist es auch möglich, sich die erkannte Grundwelle als Kurve anzeigen zu lassen. Eine spezielle „Cycle-Check“-Funktion informiert dann darüber, ob während der Messung zuverlässig alle Halbwellen erkannt wurden; denn nur dann ist alle nachgeschaltete Mathematik richtig. Grundauswertungen sind jetzt wieder Leistungsberechnung von Gesamtsignal oder Grundwellen, Effizienz- und Verlustanalysen. Alle Formeln, die hierfür notwendig sind, werden vom System auf Knopfdruck erzeugt. Weiterführende Anlysen sind dann die eigentlich Dömane des Systems. Ob es um die Ermittlung der Parameter des elektrischen Ersatzschaltbildes geht, um Eisenverluste, Rastmomente oder THD, durch Eingabe der jeweiligen Formeln erhält man das gewünschte Ergebnis. Besonders hilfreich in der Antriebsoptimierung ist eine Transformation der Ströme in , -Ströme [1][2]. Werden diese dann als Vektordiagramm angezeigt, sind leicht Probleme in der Regelung oder Motorauslegung speziell bei Lastwechseln zu erkennen. Bild 5 zeigt eine solche Darstellung. 134 Ein zweiter, weiterführender Schritt ist jetzt eine Park- oder dq0-Transformation [1][2]. Voraussetzung hierfür ist das Ermitteln des elektrischen Winkels. Bei der PMSM lässt sich dieser einfach aus dem gemessenen mechanischen Winkel, dem Offset zwischen mechanischem und elektrischem Winkel und der Polpaarzahl der Maschine berechnen. Dann können die , -Ströme in ein mit diesem Winkel rotierendes Koordiniatensystem üebertragen werden und sind dort einfache Skalare. Der q-Strom ist direkt verantwortlich für das Drehmoment, der d-Strom für den Fluss. Da die meisten Regler eben diese Methoden nutzen, um den Inverter und den Motor zu steuern, lässt sich mittels gemessenem d- und q- Strom die Güte und die Effizienz des Regelverfahrens beurteilen. Direkt aus der Praxis der hybriden Antriebe kommt eine andere Analysemöglichkeit. Bei hybriden Antrieben sind Verbrenner und Elektromotor oft so eng verbaut (z.B. elektrischer Ringmotor auf Getriebewelle), das eine Drehmoment-Messung für beide Einzelkomponenten aus Platzgründen gar nicht möglich ist. Lediglich das Gesamtmoment lässt sich am Getriebeeingang mit einem Drehmomentflansch erfassen. Für eine Systemoptimierung ist es aber unabdingbar, sowohl das Moment des Elektromotors als auch das Moment des Verbrenners zu kennen. Hier ermittelt man durch Eingabe der entsprechenden Formeln das sogenannte Luftspaltmoment [1][2]. Dieser aus den Strömen und dem Fluss abgeleitete Wert kommt dem tatsächlich gelieferten elektrischen Moment an der Welle auf wenige Prozent nahe; Voraussetzung hierfür ist eine gute Kenntnis der elektrischen Maschinenparamter. Subtrahiert man das berechnete Luftspaltmoment jetzt vom gemessenen Gesamtmoment, erhält man das 135 Moment des Verbrenners und hat nun alle wichtigen Daten zur Hand, um das Zusammenspiel zwischen Verbrenner und elektrischer Maschine zu optimieren. Das System „HBM eDrive“ kombiniert die Vorteile eines Echtzeit-Leistungsmessers und eines Datenerfassungssystems. Durch die Erweiterbarkeit sowohl in der Kanalzahl bei der rein elektrischen Messung als auch durch die Möglichkeit, andere physikalische Signale gleichzeitig zu messen, sind alle Grundlagen für erweiterte Analysen der Messdaten gegeben. Speziell bei komplexen Anwendungen wie der Wirkunggradmessung oder der Optimierung von hybriden Antrieben bietet das System damit enorme Vorteile gegenüber herkömmlichen Ansätzen. 136 Im September 2015 wurde die Hochschule Aschaffenburg HAB und die Firma HBM in Darmstadt mit dem renommierten Löhn-Preis der Steinbeis-Stiftung für das gemeinsame Projekt „Rohdatenanalyse und präzise Effizienzmessug an elektrischen Antrieben“ ausgezeichnet. Inhalt des prämierten Projekts war die gemeinsame Entwicklung des in diesem Artikels beschriebenen Systems. Das Laudatio-Video der Preisverleihung gibt hierzu einen guten Überblick: http: / / www.steinbeis.de/ de/ steinbeis/ transferpreis/ preistraeger/ 2015-rohdatenanalyse-und-praeziseeffizienzmessung-an-elektrischen-antrieben.html [1] Prof. Dr.-Ing. Johannes Teigelkötter: Energieeffiziente elektrische Antriebe, Springer Vieweg 2013, ISBN 978-3-8348-2330-4 [2] HBM GmbH: Berechnung von Raumzeigergrößen und des Luftspaltmoments von Asynchronmaschinen mit Genesis HighSpeed und Perception-Software, White Paper, Darmstadt 2014 137 Integrated electric drive systems by „smart stator tooth” Hubert Rauh, Aaron Hutzler, Christoph Friedrich Bayer, Maximilian Hofmann Electric drive systems which provide a high power density at low costs are a major success factor for the competitiveness of future electric vehicles. This paper describes a drive inverter that is deeply integrated into the electric motor, as well as the innovative modular power electronics concepts that are substantial for creating more compact and more cost effective electric power trains. The central components of the presented approach towards higher integration are so-called Smart Stator Teeth (SST). The SST concept blurs the borders between the inverter and the motor by connecting each individual stator winding with its own electronic module. Thus, the current in every tooth can be optimally controlled with respect to efficiency, independently from the other teeth. Furthermore, research is done on the construction of a novel power module based on SiC semiconductor devices. In this concept, the semiconductors are directly bonded onto copper busbars by silver sintering. The increased degree of design freedom created by this method is used to realize commutations cells with inductances below 1 nH. At the same time, the module volume is reduced by 30 % compared to DCB based modules. Elektrische Fahrzeugantriebe mit hoher Leistungsdichte bei gleichzeitig geringen Kosten sind ein zentraler Baustein für die Wettbewerbsfähigkeit von zukünftigen E-Fahrzeugen. Die in diesem Artikel beschriebene Hochintegration des Antriebsumrichters in die E-Maschine sowie innovative Modulkonzepte sind dabei wesentliche Schritte, um den elektrischen Antriebsstrang kompakter und kostengünstiger zu gestalten. Die Arbeiten wurden im Rahmen des BMBF-Forschungsprojekts EMiLE durchgeführt. Zentraler Baustein der Hochintegration ist das Konzept von „Intelligenten Einzelzähnen“. Mit dem intelligenten Einzelzahn verschwimmen die Grenzen zwischen Umrichter und E-Maschine, da durch Verbindung jeder einzelnen konzentrierten Statorwicklung mit einem Elektronikmodul jeder Zahn unabhängig von den anderen wirkungsgradoptimal angesteuert werden kann. Neben der Hochintegration wird der Aufbau eines neuartigen Leistungsmodul-Konzepts mit SiC-Halbleiterbauelementen untersucht. Hierfür werden die Halbleiter direkt durch metallisches Silbersintern auf Busbar-ähnliche Strukturen gefügt, was aufbaubedingte Freiheitsgrade im Vergleich zu DCB-basierten Modulaufbauten ermöglicht. Diese werden genutzt, um eine induktivitätsoptimierte Kommutierungszelle mit Induktivitäten kleiner als 1 nH zu realisieren und gleichzeitig das Modulvolumen um circa 30 % zu minimieren. 138 Der elektrische Antriebsstrang ist eine Schlüsselkomponente für die zukünftige individuelle Mobilität. Die Integration von Antriebsumrichter und E-Maschine ist dabei ein Ansatz, um Effizienz, geringe Kosten, Sicherheit und Verfügbarkeit zu adressieren. Im Rahmen verschiedener Forschungsaktivitäten wurden deshalb integrierte Antriebssysteme mit hoher Leistungsdichte für den elektrischen Antriebsstrang untersucht, mit denen Aufgrund einer verringerten Anzahl an Schnittstellen zum Fahrzeug eine Fahrzeugintegration vereinfacht wird [1], [2]. Motor und Umrichter sind dabei jedoch nach wie vor zwei separate Systeme, die in einem gemeinsamen Gehäuse untergebracht sind und so die Leistungsdichte limitieren. Diese Grenzen für Gewicht, Volumen und Kosten werden im Rahmen des vom BMBF geförderten Projekts „EMiLE“ durch den Aufbau eines integrierten Antriebssystems mit intelligenten Einzelzähnen verschoben. Für diese direkte Integration wird der Antriebsumrichter aufgeteilt, jeder Statorzahn der E-Maschine erhält sein eigenes Umrichtermodul. Mit dieser Dezentralisierung des Umrichters und Funktionsintegration an die Zahnspulen ergeben sich zum einen neue Freiheitsgrade bezüglich Ansteuerung und Sicherheit, zum anderen entfallen Schnittstellen und Gehäuseteile, wodurch das Bauvolumen des Gesamtsystems minimiert wird. Die Ausstattung der einzelnen Zahnspulen mit lokaler Intelligenz wird für einen Weiterbetrieb des Antriebs auch bei Ausfall von einzelnen Zahnelektronik-Modulen verwendet, wie dies in [4] gezeigt wurde. Die Eckdaten des im Projekt aufgebauten Antriebs entsprechen typischen Fahrzeuganforderungen für den Antrieb eines batterieelektrischen Fahrzeugs mit einem Gewicht von circa 1600 kg, wie diese in Tabelle 1 zusammengestellt sind. Antriebsleistung (@270V) 80 kW Maximale Geschwindigkeit 150 km/ h Antriebskraft 8000 N DC-Spannung 250-450 V Maximal-Moment >230 Nm 139 Die Hochintegration von Antrieb und Umrichter und die Forschung im Bereich innovativer Modulaufbautechnologien für eine weitere Steigerung der Integrationstiefe stehen im Fokus der Arbeiten des Fraunhofer IISB im Verbundprojekt EMiLE Der EMiLE Antrieb (Bild 2) ist als achsparalleles Antriebssystem mit zwölf aufgebaut. Die Umrichtermodule der einzelnen Statorzähne sind axial an die Statorwicklungen integriert, Drehzahl und Moment der E-Maschine werden über ein 2-stufiges Getriebe mit Differential an die Gelenkwellen übertragen. Diese montagefreundliche Systemarchitektur mit einem Bauvolumen von 25 l und einer minimalen Anzahl an externen Schnittstellen ermöglicht die einfache Adaptierbarkeit des Systems in verschiedene Fahrzeuge. E-Maschine und Umrichter nutzen einen gemeinsamen Kühlmantel um Bauraum und Gewicht für Gehäuse und Kühlwasserführung zu minimieren. Das Kühlmittel durchströmt zuerst die Kühlstruktur der Leistungselektronik und anschließend den Motorbereich. Durch die aufgrund dieser Maßnahme maximale Vorlauftemperatur von 65°C als auch durch eine optimierte Verrippung im Bereich des Umrichters wird die hohe Verlustleistungsdichte in diesem Bereich berücksichtigt. Der geringe thermische Widerstand vom Halbleiter zum Kühlmittel ermöglicht einen minimalen Einsatz an Halbleiterfläche. Hauptfokus bei der Auslegung der E-Maschine ist ebenfalls minimales Bauvolumen und Gewicht. Für die E-Maschine wurde hierfür eine 12 Zähne - 5 Polpaare Kombination mit einer maximalen Motordrehzahl von 14.000 U/ min bei einer Getriebeuntersetzung von 1: 10,8 gewählt. Mit dieser Kombination ist sowohl ein 3phasiger als Reduktionsgetriebe mit Differential E- Umrichter Gelenkwelle Kühlmantel 140 auch ein 6phasiger Betrieb möglich, um lastpunktabhängig einen wirkungsgradoptimalen Betrieb fahren zu können. Wesentliche Innovation des EMiLE Antriebs sind zwölf intelligente Einzelzähne entsprechend Bild 3. Jeder dieser intelligenten Einzelzähne besteht aus einem Umrichtermodul, der sogenannten Zahnelektronik, und einer konzentrierten Einzelwicklung des Stators der E-Maschine. Durch die direkte Verbindung von Statorwicklung und AC-Anschlüssen sind elektromagnetisch belastete Leitungen im System auf ein Minimum reduziert. Der modulare Aufbau des Systems mit einer hohen Anzahl an Gleichteilen ermöglicht sowohl die Vorprüfung der Einzelzähne vor der Systemmontage als auch die einfache Skalierung von Leistung und Systemabmessungen. Im Gegensatz zu konventionellen B6-Umrichtersystemen werden die Halbleiter im EMiLE System nicht zentral angesteuert, sondern lokal in den intelligenten Einzelzähnen. Hierfür ist die Systemintelligenz auf eine zentrale Instanz und die Zahnelektroniken entsprechend [3] aufgeteilt. Jede Zahnelektronik umfasst hierfür das Leistungsteil mit IGBT Vollbrücke sowie Treiber und lokale Intelligenz. Aus dem von der Zentralelektronik vorgegeben Stromsollwert wird in der Zahnelektronik durch lokale PWM-Erzeugung und die dezentrale und unabhängige Stromregelung für jede Statorwicklung der Strom in der Statorwicklung eingeprägt. Im Fehlerfall wird diese Verteilung der Intelligenz dazu genutzt, einen Weiterbetrieb des Antriebs bei minimalen Einbußen in Leistung und Funktionalität zu ermöglichen [4]. Der Integrationsansatz der Leistungselektronik wird im Querschnitt des Systems nach Bild 4 veranschaulicht. Die mit den Statorwicklungen kontaktierten Zahnelektroniken umfassen dabei die Komponenten Leistungselektronik-Modul (1) sowie Gate-Treiber und lokale Intelligenz (2). Durch die Modularisierung von E-Maschine und Umrichter wird mit einem maximalen Phasenstrom von 80 A eff die Systemleistung Control Drive Circuit Fault Detection Signal Processing ADC Current Sense Zahnelektronik Statorwicklung 141 nach Tabelle 1 abgebildet. Zur Abführung der resultierenden Verluste in Stator und Zahnelektroniken in das Kühlwasser werden die Statorzähne und Zahnelektroniken radial gegen die umlaufende Kühlbuchse gepresst. Die Länge des Gesamtsystems wird somit im Wesentlichen durch die Länge der Statorzähne und die der Zahnelektroniken festgelegt. Der zentrale, ringförmige PEN-Film Zwischenkreiskondensator (3) mit einer Kapazität von 0,5 mF ist im freien Bauraum um die Rotorwelle angeordnet, wodurch eine hohe Packagingdichte erreicht wird. Die Anbindung der Zahnelektroniken erfolgt niederinduktiv über eine umlaufende Busbar. Der Zwischenkreiskondensator ist, ebenso wie die zentrale Steuerung (4), thermisch an das Lagerschild angebunden. 12x Kühlmantel DC-Link 3 2 1 Rotor Stator- Zahn 4 Aufbauend auf der Realisierung eines hochintegrierten Antriebs mit Einzelzahnkonzept werden im Rahmen von EMiLE Technologien entwickelt, die neuartige Modulaufbaukonzepte für eine weitere Miniaturisierung der Elektronik sowie niederinduktives Moduldesign ermöglichen, um insbesondere die Vorteile von Wide-Bandgap Halbleitern nutzen zu können. Für diese neuartigen Modulkonzepte wird von den klassischen Modulaufbautechnologien abgewichen und die Leistungshalbleiter direkt auf Kupfer-Busbars aufgebracht. Die Grundidee des Konzepts besteht darin, durch das direkte Fügen der Leistungshalbleiter auf Busbars elektrische Vorteile durch neue Freiheitsgrade in Design und Anordnung zu generieren. Dies betrifft dabei sowohl die Schaltungsträger- Geometrien also auch die Prozesstechnik des Aufbaus. Insbesondere mechanisch spröde Isolierkeramiken stellen im Zusammenspiel mit silber-gesinterten Halbleiteranbindungen oftmals eine Schwachstelle in Leistungsmodulen dar [5], sowohl während der Fertigung als auch im Betrieb kann es zu Brüchen der Keramik kommen. Zudem schränken technologische Grenzen bei der Strukturierung der DCB-Kupfer- Metallisierung die Freiheitsgrade bei der Gestaltung eines Moduls mit niederinduktiver Kommutierungszelle ein. Je nach Dicke der Kupferlage sind im Ätzprozess Abstände von bis zu 1 mm erforderlich, während im Busbarkonzept Fertigungstoleranzen von wenigen μm die technologische Grenze darstellen. Durch die zusätzlichen Freiheitsgrade im Fertigungsverfahren ist ein Aufbau mit minimaler Induktivität in der Kommutierungszelle realisierbar, welcher in Kombination mit SiC-Leistungs- 142 halbleitern sowohl für schnelles Schalten als auch für hohe Temperaturen geeignet ist. Das Modul mit direkt kontaktierten Kupfer-Busbars ist entsprechend dem DCBbasierten Modul in Vollbrücken-Topologie ausgeführt, mit jeweils drei parallel geschalteten SiC-FETs (Fläche 26 mm²) pro Schalter, um die gleiche Stromtragfähigkeit von 80 A zu erreichen. Der schematische Aufbau des Moduls ist in Bild 5 dargestellt. Neben den SiC-Fets sind zwei für diese Anwendung entwickelte innovative Silizium-Pulskondensatoren [6] verbaut, um die Induktivität der Kommutierungszelle zu minimieren. Im Busbar-Modulkonzept ist eine für diesen Anwendungszweck optimierte Variante für 600 V mit einer Kapazität von 8 nF eingesetzt. Alle Leistungshalbleiter als auch die Kondensatoren sind sowohl oberals auch unterseitig durch metallisches Silbersintern mit den Busbars stoffschlüssig verbunden. Die Gate-Schiene hingegen ist durch einen Hochtemperatur-Isolationsklebstoff an die DCbzw. AC- Busbars angebunden. Die DC-Busbar wird dabei gleichzeitig als Kontaktfläche zur thermischen Anbindung an den Kühlmantel verwendet und über einen Hochtemperaturklebstoff isoliert. Gate-Kontaktierung und Lastanschlüsse erfolgen dabei zu unterschiedlichen Modulseiten. Zur Minimierung der Störaussendung des Moduls sind die AC-Potentiale sandwichartig zwischen den DC-Potentialen eingeschlossen. Der Vergleich von DCB-basiertem Modulaufbau und Busbarkonzept in Bild 6 zeigt, dass das Bauvolumen des Leistungsteils ohne Ansteuerschaltung durch den neuartigen Modulaufbau um circa 30 % gegenüber einem DCB-basiertem Systemaufbau reduziert werden kann. Zudem entfallen im Vergleich etliche Prozessschritte wie etwa das Drahtbonden oder Schweißen der Lastanschlüsse. Durch die kostengünstigen Schaltungsträger können somit die Mehrkosten der SiC-Bauteile teilweise abgefangen werden. Um die Charakterisierung des Busbar-Moduls im Systemaufbau des EMiLE Antriebs zu ermöglichen, entsprechen die Positionen von DC-und AC- Abgängen denen des DCB-basierten Moduls. Schnittebene DC+ DC- Si-Kondensator SiC-FET Kühlmantel Gate Gate AC +- Kleber Kleber Kleberschicht 143 Durch das neuartige Modul-Konzept ist es möglich, eine Kommutierungszelle mit minimalen Induktivitätswerten aufzubauen, was insbesondere beim Einsatz von schnellschaltenden SiC-Bauelementen erforderlich ist. Die Abschätzung der parasitären Induktivitäten erfolgt anhand des vorgestellten Aufbaukonzepts mit Ansys Q3D. Zur Berechnung der Induktivität werden hierzu alle elektrisch leitfähigen Bauteile des Moduls berücksichtigt. Die Definition von Quelle (Source) und Senke (Sink) an den gegenüberliegenden Anschlüssen des modulinternen Kondensators ergeben den Strompfad der Kommutierungszelle im Modulaufbau. Für das Busbar-Modul werden die Lastfälle Gleichstrom und Wechselstrom berechnet. Die Berechnung der Induktivität im Gleichstromfall erfolgt durch das Verfahren der „Finite Elemente Methode (FEM)“. Im Rahmen dieser Untersuchung wird zudem die Stromverteilung in Abhängigkeit von der modulinternen Geometrie berechnet. Die Ergebnisse in Bild 7 zeigen, dass die einzelnen Schalter im doppelseitigen Busbar- Modul eine vergleichbare Stromdichte aufweisen und somit gleichmäßig elektrisch sowie thermisch belastet sind. Busbar-Modul Einzel- 144 Mit der „Fast Multipole Method (FMM)“ werden die Wechselströme im Frequenzbereich berechnet. Aus den Berechnungsergebnissen dieser beiden Fälle wird anschließend die Induktivität des betrachteten Strompfades im Modul in Abhängigkeit von der Frequenz zusammengesetzt. Der Induktivitätsbetrag eines planar aufgebauten Moduls und des Busbarkonzepts sind, abhängig von der Schaltfrequenz in Bild 8 dargestellt. Es zeigt sich, dass der Aufbau des neuen Modulkonzepts signifikant niedrigere Induktivitätswerte aufweist als das planar aufgebaute Modul. Insbesondere bei Schaltfrequenzen oder Stromflankenanstiegszeiten von über 1 MHz wird eine Induktivität kleiner 0,6 nH im betrachteten Strompfad des Busbar-Moduls erreicht. Dies ist insbesondere beim Einsatz von Wide-Bandgap-Halbleitern, die mit hohen Schaltfrequenzen und hoher Flankensteilheit betrieben werden, vorteilhaft. Durch die niedrige Induktivität wird die beim Schalten induzierte Überspannung reduziert was wiederum zu einer Reduzierung der Schaltverluste führt. EMiLE SiC- Busbar Modul Planar aufgebautes 80A Modul 0 2 4 6 8 10 12 14 16 18 1,E+00 1,E+02 1,E+04 1,E+06 1,E+08 1,E+10 Dieser Artikel zeigt die Möglichkeiten, die die Hochintegration von Leistungselektronik und E-Maschine im Anwendungsfall eines elektrischen Fahrzeugantriebs eröffnet. Durch die Aufteilung des Umrichters in einzelne Umrichter-Bausteine werden intelligente Einzelzähne aufgebaut, um maximale Leistungsdichte, Fehlertoleranz und hochautomatisierte Fertigung aufgrund einer hohen Modularität zu adressieren. Gleichzeitig eröffnet der Integrationsansatz Kostenpotentiale, unter anderem hinsichtlich HV-AC Kabel, Stecker, Gehäuse und Kühlung. Der Antriebsdemonstrator wird im Folgenden am Prüfstand charakterisiert und das Konzept der intelligenten Einzelzähne validiert. 145 Anhand des Anwendungsfalls der intelligenten Einzelzähne werden die Potentiale eines neuartigen Modulkonzeptes mit niederinduktivem doppelseitigem Aufbau aufgezeigt, bei denen die Halbleiter direkt auf die Busbars gefügt werden. Weitere Forschungsaktivitäten fokussieren die Erweiterung des Konzepts um die Ansteuerschaltung und die anschließende elektrische Charakterisierung. Durch aktive und passive Lastwechseltests im doppelseitigen Aufbau wird das Potential dieses Konzeptes hinsichtlich Lebensdauer und Zuverlässigkeit überprüft. Die Arbeiten dieses Artikels wurden im Rahmen des Forschungsprojektes EMiLE (E-Motor-integrierte Leistungselektronik) durchgeführt. Dieses Projekt wird vom Bundesministerium für Bildung und Forschung (BMBF) gefördert. [1] H. Rauh, M. Hofmann, B. Eckardt, M. März: “Radantrieb und Zentralantrieb - innovative Antriebskonzepte im Vergleich“, “Trends in der elektrischen Antriebstechnologie”, 2011 [2] P. Brockerhoff, Y. Burkhardt, T. Ehlgen, P. Lucas: “Electrical drivetrain without rare earth magnets and integrated inverter with inherent redundancy”, “3rd International Electric Drives Production Conference (EDPC)”, S. 1-7, 2013. [3] P. Brockerhoff, Y.Burkhardt, K. Egger, H. Rauh: “Highly integrated drivetrain solution: Integration of motor, inverter and gearing”, „4th International Electric Drives Production Conference“, 2014, S. 297-302. [4] P. Brockerhoff, Y.Burkhardt, K. Egger, H. Rauh: “Smart Stator Tooth Design with novel Control and Safety Functions in Electric Vehilce Drivetrains”, „PCIM Europe 2015“, 2015, S. 1-8. [5] S. Kraft, A. Schletz, M. März: “Reliability of Silver Sintering on DBC and DBA Substrates for Power Electronic Application”, “7th International Conference on Integrated Power Electronics Systems (CIPS)”, 2012, S. 1-6 [6] T. Erlbacher, H. Schwarzmann, A.J. Bauer, S.E. Berberich, J. vom Dorp, L. Frey: “Improving module performance and reliability in power electronic applications by monolithic integration of RC-snubbers," “International Symposium on Power Semi-conductor Devices and ICs (ISPSD) 2012”, 2012 146 Jakob Mooser Electric drives in the automotive technology need a substantially higher operating voltage than conventional automotive electronics. Conventional automotive electronics works with 12 V operating voltage (24 V at utility vehicles). Electric drives are operated usually with voltages of approx. 300 V presently. In the future the operating voltage will rise up to max. 1000 V. Accordingly higher are also the EMC disturbances which can be expected. New phenomena like transients, superimposed alternating voltage, disturbances on the motor shaft and interconnection between the high voltage range and the low voltage range are to be considered. Elektroantriebe in der Kfz-Technik benötigen eine wesentlich höhere Betriebsspannung als herkömmliche Kfz-Elektronik. Die herkömmliche Kfz-Elektronik arbeitet mit 12 V Betriebsspannung (24 V bei Nutzfahrzeugen). Elektroantriebe werden zurzeit meist mit Spannungen von ca. 300 V betrieben. In der Zukunft wird die Betriebsspannung steigen bis max. 1000 V. Entsprechend höher sind auch die zu erwartenden EMV-Störungen. Neue Phänomene wie Transienten, Restwechselspannungen, Störungen auf der Motorwelle und die Verkopplung zwischen dem Hochvoltbereich und dem Niedervoltbereich sind zu beachten. Wie bei allen neuen Produkten folgt auch bei der EMV von Hochvoltsystemen im Kfz die Normung dem Produkt. Die Deutsche Kfz-Industrie hat hier sehr schnell die Initiative ergriffen. Aktuell gibt es zurzeit zwei Normenpapiere. Diese sind noch nicht als offizielle Norm verabschiedet, man kann sie aber durchaus verwenden. • CISPR 25 für HF-Störaussendungen • ISO 7637-4 für Transienten. Diese neue Antriebstechnologie im Kfz erfordert auch die Entwicklung von • Neuen Messverfahren • Neuen Hilfsmitteln • Neuem Testequipment • Neuen Testeinrichtungen. 147 Die Systemanforderungen an die EMV von Hochvoltkomponenten sind identisch mit den Anforderungen an herkömmliche Kfz-Komponenten. Im Bereich der Störaussendung ist das CISPR 25, meist Class 4 oder 5. zeigt die Anforderung von Class 5 im Vergleich zum Eingangsrauschen eines herkömmlichen Messempfängers. Es macht deutlich, dass die zulässigen Störwerte nahe an der Messgrenze liegen. Nur so kann ein störungsfreier Funk-, Rundfunk- und TV-Empfang in einem Kfz gewährleistet werden. Die Anforderungen an die Störfestigkeit der Komponenten sind in beispielhaft dargestellt. Peak Peak AVG AVG 148 In ist der grundsätzliche Aufbau eines HV-Antriebes dargestellt. Zurzeit sind die HV-Systeme (HV-Bereiche) noch geschirmt. Mit der Weiterentwicklung von Filtermaterialien werden mittelfristig der Bereich der Traktionsleitungen und die damit verbundenen Nebenaggregate, nicht mehr in den geschirmten Bereich fallen. Für diesen Bereich, bzw. diese Geräte, entfallen dann Probleme wie die HV-LV Störentkopplung. (HV = High Voltage, LV = Low Voltage) Für den realen Betrieb eines E-Antriebes ist eine Absorberkabine mit speziellen Aufbauten, Versorgungs- und Lasteinheiten und speziellen Hilfsmitteln nötig. Für aussagefähige Messergebnisse müssen die Prüflinge bei allen möglichen Betriebs-und Lastzuständen gemessen werden können, wie fahren, rekuperieren, unterschiedliche Geschwindigkeiten und unterschiedliche Lastmomente. und zeigen den prinzipiellen Aufbau einer solchen Absorberkabine. 149 Wie eingangs erwähnt, sind die Störpegel bei HV-Antrieben entsprechend der hohen Betriebsspannung sehr hoch. Daraus resultieren verschiedene zusätzliche Probleme: • Direktabstrahlung durch die hohen Pegel • Störungen durch Verkopplung HV-LV und Abstrahlung über LV • Störungen/ Abstrahlung über Nebenaggregate • Störungen/ Abstrahlung über die Motorwelle. 150 zeigt typische Störpegel von Traktionsleitungen zeigt typische Störpegel von Phasenleitungen 151 Durch induktive und kapazitive Kopplung sind auf der Motorwelle hohe Störpegel zu finden. Diese können durch das Getriebe durchkoppeln und über die Kardan- oder Gelenkwellen abgestrahlt werden. zeigt ein Beispiel für solche Wellenstörungen. Für aussagefähige Qualifikationsergebnisse müssen bei Komponentenmessungen die Antriebe bei unterschiedlichen Last- und Betriebszuständen gemessen werden. zeigt Messergebnisse (Störaussendungen) von unterschiedlichen Last- und Betriebszuständen. 0,1 MHz 30 MHz 0 rpm 1000 - 5000 rpm dBμV/ m 152 In den derzeitigen Systemen (Schirmsysteme) kann die Verkopplung zwischen HV- und LV-Bereich bei allen Komponenten, die im HV-System arbeiten, zu unerwünschten Abstrahlungen über das LV-System führen. zeigt das grundsätzliche Problem. In sind beispielhafte Messwerte, die zu Störungen des Rundfunkempfanges geführt haben. 153 Jedes System ist so gut wie sein Massekonzept • Das Massekonzept hat einen wesentlichen Einfluss auf die HF- Eigenschaften eines Systems. • Das Massekonzept hat auch einen wesentlichen Einfluss auf die Vergleichbarkeit der Ergebnisse zwischen Komponenten-/ Systemmessungen und Fahrzeugmessungen. Die und zeigen diesen Einfluss. dBμV/ m 0,1 MHz 30 MHz dBμV/ m 0,1 MHz 30 MHz 154 Eine Reihe von neuen Störphänomenen ist im Impulsbereich zu beachten. Zum einen entstehen durch die internen Schaltvorgänge (IGBT, Sicherheitsabschaltung) hohe Transienten. Gleichzeitig entstehen auf den Traktionsleitungen Störungen durch Restwechselspannungen. Die haben oft unangenehme Rückwirkungen auf andere Komponenten. Während die Batterie geladen wird, besteht die Gefahr der Einkopplung von Burst- und Surge-Impulsen auf das HV-Netz (über interne oder externe Ladegeräte). Die entsprechenden Komponenten müssen geschützt werden, bzw. störfest sein. Wie bei allen Kfz-Komponenten sind auch bei HV-Komponenten aus zeitlichen und wirtschaftlichen Gründen EMV-Messungen auf Komponentenebene notwendig. Ein Grund ist die Zeitschiene. EMV-Messungen im fertigen Fahrzeug sind in der Regel erst kurz vor SOP (Start of Production) möglich. Bei einem zu erwartenden n.i.O. ist keine Zeit mehr für Nachentwicklungen. Der zweite Grund ist ökonomischer Art. Bei Entwicklungen muss der Prüfling leicht zugänglich auf dem Messtisch sein. Muss der Prüfling für jede Massnahme aus dem Auto aus- und wieder eingebaut werden, ist das ein riesiger Zeitaufwand und unwirtschaftlich. und verdeutlichen das. 155 Die elektrische Hochvolt-Antriebstechnik im Kfz hat eine Reihe von neuen Störphänomenen gebracht. Neue Messverfahren und neue Messgeräte müssen entwickelt werden. Die Normung ist zu erweitern. Die Technologie (Schirmung, Filterung) wird weiter entwickelt und bietet immer neue Möglichkeiten zur Sicherstellung der EMV im Kfz. 156 Nils Stentenbach, Manuel Berg With the electrification of niche applications, cost and time are in an unfavorable relationship to the quantities. The descript energy storage basic-module - used as a development platform - can be an efficient tool to reduce the development effort. It is possible to cover numerous applications with only one basic-module, through a deep understanding of the electrical, thermal, chemical and mechanical characteristics of the used lithium-ion cells. Adaptation of the basic-modules softand hardware affect the characteristics of the later battery-system so that a broad field of requests can be served. Bei der Elektrifizierung von Nischenanwendungen stehen Kosten und Zeitaufwand in einem ungünstigen Verhältnis zu den Stückzahlen. Um den Aufwand auf der Entwicklungsseite zu reduzieren, kann das in diesem Artikel vorgestellte Energiespeicher-Basismodul als Entwicklungsplattform ein effizientes Werkzeug sein. Durch ein tiefes Verständnis des elektrischen, thermischen, chemischen und des mechanischen Verhaltens der verwendeten Lithium-Ionen Zellen ist es möglich, zahlreichen Anwendungen mit nur einem Basismodul abzudecken. Soft- und hardwaremäßige Anpassung des Basismoduls beeinflussen die Eigenschaften des zu erstellenden Batteriesystems so, dass ein weites Anforderungsfeld bedient werden kann. Bei diversen Nischenanwendungen, wie leistungsstarken Sportwagen, Nutzfahrzeugen aber auch Off Highwaysowie Marine- und Militäranwendungen, ist der Entwicklungsaufwand bei verhältnismäßig geringen Stückzahlen häufig zu hoch. Eine Neuentwicklung sämtlicher Antriebsstrangkomponenten ist oft zu teuer und nimmt zu viel Zeit in Anspruch. Durch eine Übernahme von automotive qualifizierten und verfügbaren Komponenten aus den Standardbaukästen der OEMs könnte der Aufwand deutlich reduziert werden. Voraussetzung dafür ist das umfassende Verständnis des Subsystemverhaltens und die Optimierung des Gesamtsystems auf die jeweilige Anwendung. Das in diesem Artikel beschriebene Energiespeicher-Basismodul, in Kombination mit einem BMS-Master-Steuergerät, sowie Kühlsystem- und Schaltbaugruppen, fungiert als Baukasten und Entwicklungsplattform für anwendungsspezifische Batteriesysteme. In dem Basismodul sind die Kernaufgaben bereits gelöst, so dass der Entwickler 157 auf einer soliden Grundlage aufbauen kann. Hierzu zählen der Modulaufbau, also das mechanische und elektrische Design (Zellkontaktierung, Zellverspannung/ Kraftaufnahme, mechanischer Aufbau/ Festigkeit, mechanische Anschlagpunkte, Gehäuse,…) und die thermische Auslegung. Es verfügt weiter über eine effektive Möglichkeit zur Entwärmung der Zellen und einer homogenen Temperaturverteilung innerhalb des Moduls und des späteren Batteriesystems. Das Basismodul wurde mit dem Fokus entwickelt, ideale Arbeitsbedingungen für die eingesetzten Einzelzellen zu bieten, um damit das Maximum an Performance, Lebensdauer und Sicherheit aus der jeweiligen Zelltechnologie herauszuholen. Mit seiner kompakten Bauweise und den universellen elektrischen und thermischen Schnittstellen dient das Basismodul als Erprobungs- und Technologieträger sowie als Entwicklungsplattform für verschiedene Nischenanwendungen. Unter Berücksichtigung spezieller Anforderungen und Bedingungen der Ziel- Anwendungen können Entwickler von Nischenanwendungen anwendungsspezifische Varianten von dem Basismodul ableiten bzw. das Basismodul auf bestimmte Eigenschaften optimieren. Dieser Schritt passiert zeitgleich mit der Auslegung des Batteriesystems, das aus mehreren Basismodulen und weiteren Baugruppen besteht. Das Basismodul ist ein elektrischer Energiespeicher zur Versorgung von mobilen und/ oder stationären Anwendungen. Sicherheitsfunktionen schützen das Basismodul bei Überschreitung der Betriebsgrenzen vor Zerstörung. Durch eine Verschaltung von mehreren Modulen können flexible Batteriesysteme aufgebaut werden. Das Basismodul besteht aus verschalteten Einzelzellen auf Lithium-Ionen Basis, die zusammen mit einer Zellüberwachungselektronik (im Weiteren Slave-BMS genannt) in einem Gehäuse montiert sind. Es verfügt über Leistungs- und Kommunikationsschnittstellen sowie ein aktives oder passives Temperiersystem und ein passives Zellbalancing. 158 Die ausgewählten Lithium-Ionen Zellen haben die negative Eigenschaft, dass sie sich während des Ladevorgangs ausdehnen und beim Entladen wieder zusammenziehen. Diese mechanische Arbeit führt zu einer beschleunigten Alterung der Zellen. Durch ein zusammenpressen der Zellen mit einem definierten Druck, kann das Ausdehnen der Zellen minimiert und so die Lebensdauer gesteigert werden. Das Modul ist so konstruiert, dass es die entstehenden Kräfte aufnehmen kann und eine homogene Druckverteilung auf der gesamt Zelloberfläche gewährleistet. Folgende Eigenschaften hat der mechanische Aufbau: - Druckplatten und zugsteife Elemente zur Kompression der Zellen - Automatisierbarer Aufbau, wenig Einzelteile, hoher Anteil Gleichteile - Gewichts- und volumenoptimierte Konstruktion - Beliebig erweiterbar und skalierbar Das thermische Management ist einer der wichtigsten Aufgaben bei der Entwicklung von Batteriesystemen. Es beginnt bei den thermischen Eigenschaften der Zelle. Die Zelltemperatur hat einen großen Einfluss auf die Sicherheit, die Leistungsfähigkeit und die Lebensdauer des Batteriesystems und ist deshalb erfolgsentscheidend. Folgende thermische Eigenschaften wurden bei dem Basismodul berücksichtigt/ optimiert: - Homogene Temperaturverteilung innerhalb der Zelle und des Moduls - Kühlung und Heizung über Flüssigkeit und/ oder Luft - Kühlung der Stromableiter (Zellkontakte) möglich - Definierte thermische Übergangswiderstände zwischen Zelle u. Modulgehäuse - Ableitung der Wärme durch die Balancing-Widerstände Für Anwendungen mit hoher Leistung und auf engstem Raum kann eine schnelle und gleichmäßige Entwärmung am besten flüssigkeitsgekühlt realisiert werden. Deshalb wurde das Basismodul so entwickelt, dass es bei Bedarf über externe Kühlplatten mit einem flüssigen Kühlmittel, z.B. Wasser-Glykol temperiert werden kann. Alternativ kann das Basismodul über die Gehäuseoberfläche aktiv oder passiv mit Luft temperiert werden kann. Die Verschaltung der Zellen wird durch Ultraschallschweißen hergestellt. Die Verbindung der Zellkontakte muss folgende Eigenschaften haben: - Verbindung verschiedener Materialien (vernickeltes Kupfer und Aluminium) - Hochstromfähigkeit für Hochleistungsanwendungen - Evtl. thermische Anbindung an Gehäuse/ Kühlung - Dauerhaltbarkeit der Verbindung bei Schock, Vibration u. Temperaturänderung - Stromlose Spannungsmessung am Kontakt, geringe Übergangswiderstände - Temperaturmessung an wärmster Stelle (Zellkerntemperatur) 159 Da die Zellkontakte eine gute thermische Verbindung ins Zellinnere haben und bei hohen Strömen einen zusätzlichen Wärmeeintrag durch die Leitungsverluste verursachen, sind sie thermisch an den Deckel gekoppelt. Neben den Sicherheitseinrichtungen auf Zellebene trägt auch die Modulkonstruktion zur Sicherheit bei. Es hat die folgenden Eigenschaften: - Robuste mechanische Konstruktion - Durchgängiger Berührungsschutz und hohe Isolationsfestigkeit - Redundante Spannungsmessung an jeder Einzelzelle - Effektives Zellbalancing - Kurzschluss- und Überstromschutzelemente - Hitzebeständiger Kamin für Berstöffnung - Schnellerkennung von Temperaturhotspots durch Messung an wärmster Stelle In den letzten Jahren haben sich bei Lithium-Ionen Zellen hauptsächlich drei verschiedene Bauformen durchgesetzt. Pouch- Zellen mit einem flexiblen Gehäuse aus beschichteter Aluminiumfolie sowie Rundzellen und prismatische Zellen, die beide über ein stabiles Gehäuse aus einem tiefgezogenen Aluminiumbecher verfügen, auch Hardcase-Zellen genannt. Das in diesem Artikel beschriebene Energiespeicher- Basismodul verwendet Lithium-Eisen-Phosphat (LiFePO 4 , kurz: LFP) Pouch- Zellen mit einer hohen spezifischen Leistungsdichte. Der gleiche Modulaufbau wurde auch mit einer Lithium-Nickel-Mangan-Kobaldoxid (LiNiMnCoO 2 , kurz: NMC) Pouch-Zelle realisiert. Die NMC-Variante verfügt über eine höhere spezifische Energiedichte. Zur Einordnung der Eigenschaften der Zellen mit verschiedenen Kathodenmaterialien und Bauformen werden zusätzlich drei repräsentative Rundzellen und prismatische Zellen betrachtet, die in jeweils einer Eigenschaft besonders herausragen. Die charakteristischen Eigenschaften der oben beschriebenen Zellen sind im folgenden Netzdiagramm grafisch dargestellt. Mit Hilfe dieses Diagramms kann eine erste Abschätzung für die Eignung der Zellen für eine bestimmte Anwendung vorgenommen werden. 160 Stark gegensätzlich in Ihren Eigenschaften sind z.B. prismatische LTO Zelle und die 18650er NCA Rundzelle. Letztere erreicht ihre hohe Energiedichte beispielsweise auf Kosten der Leistungsfähigkeit und der Lebensdauer, wohingegen die LTO Zelle eine geringe Energiedichte hat, aber dafür sehr sicher, leistungsfähig und langlebig ist. Die LFP und NMC Zellen sind in allen Bereichen eher ausgewogen, und deshalb gut geeignet für das flexibel und vielfältig einsetzbare Basismodul. Das etwas schlechtere Sicherheitsverhalten der NMC und NCA Zellen gegenüber der LTO und LFP Zellen muss durch das BMS und die Modulkonstruktion ausgeglichen werden. Die angegebenen Daten zu den Zelleigenschaften beziehen sich auf das Verhalten der einzelnen Zelle. Aufgabe des Moduls ist es, die Stärken der jeweiligen Zelle so weit wie möglich zu erhalten und die Schwächen auszugleichen. Im Folgenden werden die allgemeinen Eigenschaften des Basismoduls und einige Anforderungen beschrieben. Wie bei jeder ingenieursmäßigen Problemstellung gibt es hier einige Zielkonflikte. So soll eine Batterie möglichst leicht und klein sein, aber dennoch eine hohe Leistung und Energie zur Verfügung stellen. Weiter soll sie robust, zuverlässig und langlebig sein, aber gleichzeitig günstig und einfach herzustellen. Die folgenden Haupteigenschaften/ Parameter können beim Batteriesystem- Design optimiert werden: - Lebensdauer / Zuverlässigkeit - Energiedichte gravimetrisch und volumetrisch - Performance / Leistungsfähigkeit - Sicherheit - Preis / Herstellbarkeit 161 In den folgenden Kapiteln wird die Umsetzung der Anforderungen zur Erreichung der gewünschten allgemeinen Eigenschaften grob beschrieben. Der Anwender erwartet, dass das Batteriesystem vom ersten bis zum letzten Tag und im Sommer wie im Winter zuverlässig sämtliche Funktionen erfüllt. Das Basismodul in seiner Standardausführung ist so ausgelegt, dass die volle Funktionsfähigkeit über mindestens 10 bis 15 Jahre unter Berücksichtigung bestimmter Betriebsbedingungen gewährleistet ist. Die Betriebszeit beträgt mindestens 5000 Stunden. Diese kalendarische und zyklische Lebensdauer können die Zellen unter bestimmten Voraussetzungen erreichen. Die wichtigsten Einflussfaktoren für die Lebensdauer der Zellen sind Temperatur, Ladezustand, Zyklentiefe und Stromstärke sowie die Volumenarbeit bei der Zyklisierung. Sämtliche Faktoren lassen sich über die Betriebsstrategie (Software) des Batteriesystems einstellen. So kann die Temperatur über die Einschaltung oder Regelung der Kühlung bzw. Heizung variiert werden, der mittlere Ladezustand über den Zeitpunkt wann das System ein Nachladen zulässt, die Zyklentiefe über die obere und untere Abschaltspannung und die Stromstärke über die Vorgabe von Temperatur und ladezustandsabhängigen Leistungsgrenzen. Die Grundvoraussetzung dafür, dass diese per Software eingeleiteten Maßnahmen funktionieren und wirksam sind, ist maßgeblich von der soliden Umsetzung der Hardware abhängig. Z.B. benötigt ein funktionierendes und lebensdauersteigerndes Thermomanagement einen mechanischen Aufbau der eine homogene Temperaturverteilung der Zellen begünstigt, die thermischen Übergangswiderstände von den Zellen zum Kühlmedium minimiert und Temperatursensoren, die repräsentative Temperaturwerte (idealerweise Zellkerntemperatur) messen. Ähnlich verhält es sich mit der Spannungs- und Strommessung. Messabweichungen und -fehler sorgen hier für das Missachten von Grenzwerten und falschen Ladezuständen sowie Entladetiefen. In der Folge können sie unbemerkt zu beschleunigter Alterung und zu einem frühzeitigen Systemversagen führen. Über die Performance des Batteriesystems entscheiden primär die Auswahl der Zelle, die Verbindungstechnik und die thermische Anbindung an das Kühlbzw. Heizsystem. Das Konzept des Basismoduls ist so ausgelegt, dass anwendungsspezifisch unterschiedliche Zelltechnologien eingebaut werden können. Das bereits beschriebene Konzept zur Temperierung ermöglicht eine effektive Entwärmung und sorgt somit für eine hohe Leistungsfähigkeit. Das Basismodul ist für einen Betrieb bei Umgebungstemperaturen von mindestens - 20°C bis +45°C ausgelegen. Für eine Lagerung gelten Umgebungstemperaturen von Tmin: -40°C; Tmax: +80 °C. Während des Betriebs kann ein Thermomanagement die 162 Batterietemperatur in einem gewissen Bereich halten. Das BMS unterbindet mittels Degradation der Strombzw. Leistungsgrenzen schädigende Betriebszustände. Elektrisch kann das Basismodul im Niederspannungsbereich bis 1000VDC eingesetzt werden. Es ist so ausgelegt, dass mehrere Module, bis zu einer Batteriesystemspannung <1kV, in Reihe geschaltet werden können. Sämtliche Bauteile sowie die Luft- und Kriechstrecken sind für die geforderte Spannungsklasse ausgelegt. Bei einer neuen Technologie wird dem Thema Sicherheit viel Aufmerksamkeit geschenkt. Sicherheit bezeichnet im Allgemeinen einen Zustand der frei ist von unvertretbaren Risiken. Es ist ein relativer Zustand, der nur für einen bestimmten Zeitraum, eine bestimmte Umgebung und nur unter bestimmten Bedingungen als gefahrenfrei angesehen werden kann. Ein sicheres Batteriesystem bedeutet also nicht, dass Störungen oder Gefahren ausgeschlossen werden können, sondern nur, dass sie hinreichend unwahrscheinlich sind. In komplexen Lithium-Ionen Batteriesystemen ist es unmöglich Risiken völlig auszuschließen, aber es können technische Maßnahmen ergriffen werden, um das Eintreten von Gefahren abzuwehren oder hinreichend unwahrscheinlich zu machen. Von einem Lithium-Ionen Batteriesystem wie dem Basismodul gehen die folgenden Gefährdungen aus: - Chemische Gefährdungen - Thermische Gefährdungen - Elektrische Gefährdungen Die chemischen Gefährdungen entstehen hauptsächlich aus den Einzelzellbestandteilen wie dem Elektrolyten, den Aktivmaterialien und deren Reaktionsprodukten im Fehlerfall. Im Batteriesystem können chemische Gefahren durch eingesetzte Kühlmedien, wie zum Beispiel Kältemittel hinzukommen. Thermische Gefährdungen können entstehen, wenn die gespeicherte elektrische Energie im Fehlerfall in Wärme umgewandelt wird. Dies kann zum Beispiel bei einem Kurzschluss mit sehr hohen Strömen passieren oder bei einem sogenannten Thermal Runaway, einer stark exothermen Reaktion der Lithium-Ionen Zellen im Fehlerfall. Elektrische Gefährdungen entstehen bei der Reihenschaltung von Einzelzellen zu Batteriesystemen mit hohen elektrischen Spannungen. Bei Systemspannungen ab >60V besteht die Gefahr, dass bei einem elektrischen Schlag gefährlich hohe Körperströme fließen. In einem Lithium-Ionen Batteriesystem gehen die Hauptgefahren von der eingesetzten Einzelzelle aus. Für ein solches Energiespeichersystem können die folgenden Fehler zu unsicheren Zuständen führen: - Überschreiten der oberen Spannungsgrenze der Zellen (Überladen) - Überschreiten der unteren Spannungsgrenze der Zellen (Tiefentladen) - Überschreiten der Stromgrenze der Zellen (Überlasten, Kurzschluss) - Überschreiten der Temperaturgrenzen der Zellen (Überhitzen, Einfrieren) - Mechanische Einwirkungen auf die Zellen (Schwingungen/ Stöße, Verformung, Eindringen von Fremdkörpern) 163 Alle genannten fünf Fehlerfälle betreffen direkt die Lithium-Ionen Zellen. Grund genug, zunächst die Sicherheitsfunktionen auf Zellebene zu betrachten. Sämtliche Sicherheitsfunktionen auf Modul- und Systemebene bauen darauf auf oder bilden eine zusätzliche Redundanz. Wenn alle Sicherheitsfunktionen auf Systemebene versagen, entscheidet alleine die eingesetzte Zelle mit ihrer Chemie und ihrem Aufbau über das Ausmaß des Schadens. Der Einsatz der richtigen Zelle ist also entscheidend für die Sicherheit des Gesamtsystems und den Aufwand der bei den externen Sicherheitsfunktionen getrieben werden muss. Bereits die eingesetzten Zellmaterialien können über Sicherheitsfunktionen verfügen. Ein Beispiel sind sogenannte Shut-down Separatoren die ab einer bestimmten Temperatur schmelzen und somit den weiteren Stromfluss verhindern. Die Zelle wird dadurch vor zu hohen Temperaturen zum Beispiel durch überhöhte Ströme geschützt. Diese Sicherheitsfunktion ist irreversibel und die Zelle kann nicht weiter verwendet werden. Weiter werden beim Separator und bei den Aktivmaterialien keramische Beschichtungen eingesetzt, um die mechanische Stabilität der Elektrodenstruktur und des Separators zu verbessern und interne Kurzschlüsse zu verhindern. Beim Elektrolyten gibt es gelartige Varianten, die bei einer Beschädigung nicht auslaufen und durch bestimmte Additive können sogar nicht brennbare Elektrolyte hergestellt werden. Viele dieser Sicherheitsfeatures führen allerdings zu Einbußen bei anderen Eigenschaft wie beispielsweise der Energiedichte oder dem Leistungsvermögen. Neben den Sicherheitsfeatures bei den Materialien werden bei einigen Zellen auch zusätzliche Schutzelemente wie CIDs (Current Interrupt Devices) und druckabhängige Schutzelemente eingesetzt. CIDs sind meistens als PTC-Widerstände ausgeführt, die bei hohen Temperaturen, verursacht durch Überstrom, hochohmig werden und damit den Stromfluss begrenzen. Dieses Verhalten ist reversibel und die Zelle wird nicht zerstört. Ein Nachteil ist allerdinge der erhöhte Innenwiderstand auch während des Normalbetriebs. Für Hochstromanwendungen ist ein Überstromschutz als PTC- Element daher nicht geeignet. Andere CIDs lösen bei zu hohem internen Druck aus, der zum Beispiel beim Überladen der Zelle entsteht. So können diese Zellen kontrolliert durch einen internen Kurzschluss die Verbindung zu den Zellpolen wegschmelzen und sie damit elektrisch trennen und vor weiterer Überladung schützen. Weiter schützt eine Berstmembran als letzte Instanz die Zelle bei einem zu hohen internen Druck vor dem explosionsartigen platzen des Zellgehäuses und lässt im Fehlerfall entstehende Gase kontrolliert entweichen. Lithium-Ionen Zellen können nur in einem bestimmten Betriebsfenster sicher betrieben werden. Die wichtigsten Parameter des Betriebsfensters sind insbesondere die Spannung, der Strom und die Temperatur. Diese sind entscheidend dafür, wie lange und wie sicher eine Batterie betrieben werden kann. Auf Modulbzw. Batteriesystemebene werden diese Parameter von dem BMS gemessen und geregelt. Gerät einer der Parameter aus dem zulässigen Betriebsfenster, ist das BMS in der Lage 164 zum Beispiel einer angeschlossenen Leistungselektronik verminderte Strombzw. Leistungsgrenzen vorzugeben, Heizung oder Kühlung anzufordern oder in letzter Instanz den Stromfluss durch öffnen von Schützen zu unterbrechen. Entscheidend für die ordnungsgemäße Funktion des BMS, ist eine präzise und zuverlässige Messung von Spannung, Strom und Temperatur. Beim Design des Basismoduls wurde darauf geachtet, dass die Spannungsmessung der Zellen möglichst ohne Übergangswiderstände geschieht und dass die gemessene Temperatur möglichst nah an der Zellkerntemperatur liegt. Auf Systemebene befindet sich das Master-BMS, welches für die Auswertung und Überwachung der Slave-Module zuständig ist und sämtliche Software und Schnittstellen zur Steuerung der Peripherie beinhaltet. Es steuert die Ladung und Entladung der Batterien sowie die Kühlung bzw. die Heizung und kann damit einen großen Einfluss auf die Sicherheit und die Lebensdauer des Batteriesystems nehmen. Weiter ist das Master-BMS für die funktionale Sicherheit zuständig. Das Batteriegehäuse und die Integration ins Fahrzeug haben einen Einfluss auf das Sicherheitsverhalten beim Fahrzeugunfall. Eine mechanische Verformung der Zellen oder ein Eindringen von Fremdkörpern muss also auf Systemebene und in Abhängigkeit von der Anwendung verhindert werden. Die Messung und Überwachung aller Einzelzellspannungen erfolgt durch das Slave- BMS innerhalb des Basismoduls. Es kommuniziert die Messdaten sowie die Anforderung zur Abschaltung bei Überschreitung von Spannungsgrenzen zum Master-BMS, welches die Abschaltung vornimmt. Die Leitungen für die Zellspannungsmessung wurden bei der Auslegung so positioniert, dass der Spannungsabfall an den Zellverbindern jeweils nur einmal mitgemessen wird. Damit ist der Messfehler bei allen Zellen gleich groß und kann nötigenfalls in der BMS-Software kompensiert werden. Eine Zelle kann in einem gewissen SOC- Bereich bei einer Temperatur x für eine Zeit y einen Strom z laden oder entladen. Wenn diese vom Hersteller vorgegebenen Stromintegrale missachtet werden, wird die Zelle geschädigt, was bis zum Thermal Runaway (Ausgasen, Brand) führen kann und in jedem Fall die Lebensdauer beeinträchtigt. Aus dem Grund werden dynamische Stromgrenzen vom BMS berechnet und zu übergeordneten Systemen, wie z.B. einem Traktionswechselrichter oder einem Ladegerät kommuniziert. Wenn diese Grenzen überschritten werden, kann es zunächst ein Warnsignal geben, das dafür sorgt, dass der Strom reduziert wird. Wenn das nach einer kurzen Zeit (z.B. innerhalb von 2sek.) nicht geschieht, müssen die Schütze geöffnet werden, um eine Schädigung zu vermeiden. 165 Die Messung und Überwachung des Stromflusses wird durch einen externen Stromsensor, z.B. in einer Schützbox, realisiert. Hier erfolgt auch die vom externen Master- BMS angeforderte Abschaltung bei Überschreitung von Stromgrenzen. Eine Abschaltung die allein bei Verletzung von Spannungs- oder Temperaturgrenzen als Folge eines Überstroms erfolgt, ist nicht ausreichend. Die Spannungsgrenzen werden je nach Ladezustand viel zu spät erreicht und auch die Temperaturmessung ist, selbst wenn sie sehr gut umgesetzt ist, zu träge, um die erhöhte Zellkerntemperatur schnell genug zu messen. Das Basismodul ist thermisch so aufgebaut, dass sich die Temperatur möglichst homogen verteilt und gut nach außen abgeleitet werden kann. Die Temperaturmessung sollte nach Möglichkeit die Zellkerntemperatur wiedergeben. Dazu werden die Temperatursensoren jeweils am Zellverbinder und den Zellträgern appliziert, und die Zellkerntemperatur berechnet. Die Temperaturabweichung zu einer anderen Messstelle wird umso größer, je schneller der Temperaturanstieg ist bzw. je aggressiver die Kühlung und der damit verbundene Temperaturdrift vom Zellkern bis ins Kühlmedium. Die Messung und Überwachung der Zelltemperaturen erfolgt durch ein Slave-BMS innerhalb des Basismoduls. Die Anforderung der Abschaltung bei Überschreitung von Temperaturgrenzen wird vom Master-BMS entgegengenommen und umgesetzt. Für das Modulgehäuse sind eine Entgasungseinheit und eine Druckausgleichseinheit vorgesehen, um eine kontrollierte Notentgasung einer Zelle zu ermöglichen und Druckschwankungen auszugleichen. Beide Anforderungen werden von einem Druckausgleichselement mit Berstfunktion erfüllt, das am Ende des Gaskamins positioniert ist. Das BMS ist modular aufgebaut und besteht aus mehreren Slave-BMS-Platinen und einer Master-BMS-Platine. Im Basismodul befindet sich eine Slave-BMS-Platine, die für die Messungen der einzelnen Zellspannungen und Temperaturen an verschiedenen Stellen des Moduls zuständig ist. Gleichzeitig bietet sie die Möglichkeit unterschiedliche Ladezustände der Zellen auszugleichen. Die gemessenen Spannungs- und Temperaturdaten werden über eine Kommunikationsschnittstelle, in diesem Fall SPI, an einen Mikrokontroller auf der Master-BMS-Platine gesendet und dort ausgewertet. Im Master-BMS werden neben den Messdaten der Slave-Module auch die Gesamtspannung des Batteriesystems sowie der Batteriestrom gemessen. Der Anwender erwartet zudem Informationen z.B. über Lade- und Alterungszustand der Batterie sowie weitere betriebsrelevante Daten. Darüber hinaus sorgt das BMS durch anwendungsspezifische Betriebsstrategien für eine optimale Ausnutzung bzw. Anpassung der Batterieeigenschaften an die Anforderungen. 166 Das nachfolgende Blockschaltbild zeigt exemplarisch den Aufbau eines BMS: Das Basismodul verwendet ein BMS der Firma Scienlab, welches eine komplett modellbasierte Software-Entwicklung samt Code-Generierung in MATLAB/ Simulink bietet. Es wurde passend auf die genutzten Zellen parametriert und kann um gewünschte Funktionen erweitert werden. Hierzu wurden die verwendeten Zellen im Prüflabor von Voltavision charakterisiert und so die erforderlichen Parameter ermittelt. Für die weitere Batterie- und Antriebsstrangentwicklung verfügt Voltavision zudem über eine modellbasierte Testumgebung für Batterie-Management-Systeme. In dieser kann die BMS-Software mit Hilfe von Zellmodellen und Simulation der sonstigen BMS- Peripherie bereits in frühen Entwicklungsstadien getestet und an zell- oder anwendungsspezifische Anforderungen angepasst werden. Durch Messungen auf einem Zellprüfstand können die charakteristischen Eigenschaften der Einzelzelle ermittelt werden. Hierzu zählen z.B. das Lade- und Entladeverhalten bei verschiedenen C-Raten und Temperaturen sowie der Innenwiderstand und das Leistungsverhalten bei unterschiedlichen Ladezuständen und Temperaturen. Weiter werden das kalendarische und zyklische Alterungsverhalten unter bestimmten Bedingungen getestet. Die nachfolgende Abbildung zeigt eines der Basismodule während der Charakterisierung in einer Klimakammer: 167 Bei der Bestimmung von Zelleigenschaften werden üblicherweise die Grenzwertparameter und Umgebungsbedingungen auf Basis der Zellherstellerangaben gewählt. Die folgenden Netzdiagramme zeigen exemplarisch einige wichtige Zelleigenschaften einer leistungsfähigen Lithium-Ionen Zelle, sowie die Veränderung der Eigenschaften bei Verschaltung der Einzelzellen zu einem Modul: 168 Bei der Reihenschaltung von beispielsweise 16 Einzelzellen zu einem Modul verschlechtern sich zunächst die spezifische Energie und die spezifische Leistung. Aufgrund des mechanischen Modulaufbaus und der elektrischen Zell-Verschaltung erhöhen sich Gewicht und Innenwiderstand. Durch Materialeinsatz für Gehäuse und Überwachungselektronik, sowie durch die Montage steigen die Kosten. Mit der Vielzahl von Zellen sinkt die Lebensdauer. Der mechanische Modulaufbau und elektrische Schutzelemente erhöhen auf Modul- und Systemeben jedoch die Sicherheit. Ausgehend von diesen grundlegenden Eigenschaften, die durch Zellherstellerangaben und Prüfstandsmessungen auf Zell- und Modulebene validiert sind, kann das Basismodul nun auf anwendungsspezifische Anforderungen optimiert werden. Durch konstruktive Maßnahmen auf Modul- und Systemeben und eine Anpassung der Grenzwerte und Degradationsalgorithmen kann beispielsweise die spezifische Leistung des Basismoduls, bzw. des Batteriesystems, das aus den Basismodulen aufgebaut ist, deutlich gesteigert werden. Grundvoraussetzung für die Optimierung und Anpassung von Grenzwerten zur Performancesteigerung ist ein umfassendes Verständnis des Zell- und Systemverhaltens und der Auswirkungen auf die zuvor beschriebenen Eigenschaften. Die nachfolgenden Netzdiagramme veranschaulichen exemplarisch die Wechselwirkungen der Eigenschaften bei einer Optimierung auf die Leistungsfähigkeit der Zelle und des Moduls bzw. des Batteriesystems. 169 Bild 7 zeigt, dass die Optimierung der Leistungsfähigkeit auf Zell- und Modulebene zu einer Veränderung der anderen Parameter führt. Der Einsatz eines Kühlsystems erhöht die Kosten und verringert die volumetrische und gravimetrische Energiedichte des Batteriesystems deutlich. Eine Anpassung der Grenzwerte auf Zellebene führt zu einer Verringerung der Lebensdauer. Hier werden z.B. höhere C-Raten und Leistungsintegrale zugelassen und die Temperatur sowie Ladezustandsbereiche erweitert. 170 In einigen extremen Anwendungen, wie z.B. im Rennsport, spielt die Lebensdauer keine Rolle und das Sicherheitsrisiko wird anders beurteilt als in einer PKW- Anwendung. Mit diesen Einschränkungen sind auf Batteriesystemebene deutlich höhere Leistungen möglich, als es die von Zellherstellern freigegebenen Eigenschaften der Einzelzelle zulassen würden. Ähnlich verhält es sich mit Batteriesystemen aus den Baukastensystemen der OEM. Wohingegen die Module und Subsysteme mit guten Allround-Eigenschaften für mehrere Fahrzeugplattformen verwendbar sein sollen, sind die Batteriesysteme in der Regel auf ein bestimmtes Fahrzeug und eine Betriebsstrategie optimiert. Im Tagungsband zur 4. Tagung „Elektrische Antriebstechnologie für Hybrid- und Elektrofahrzeuge“ wurden zwei Lösungsansätze für Hochleistungskonzepte in Hybrid- und Elektrofahrzeugen beschrieben. Durch eine Verwendung von Standard Komponenten aus PKW Anwendungen mit Zwischenkreisspannungen < 450 V können über einen geschickten Antriebssystemansatz die hohen Anforderungen für Nutzfahrzeug- oder Sportwagenlösungen erfüllt und die Kosten, Zeit und Ressourcen für diese Nischenmärkte weitgehend vermieden werden. Weiter verringert sich maßgeblich die wichtige Größe „time to market“ [2]. Unter der Berücksichtigung von standardisierten Komponenten und bei Leistungsanforderungen > 150 kW wurden zwei Lösungsmöglichkeiten für den elektrischen Antriebsstrang beschrieben: a) Summiergetriebe mit zwei unabhängigen E-Antrieben b) Mehrsträngige E-Maschine mit Doppel- oder Mehrfachspeisung 171 Als Energiespeicher für diese beiden Lösungsansätze kann ein Batterisystem aus den in diesem Artikel beschriebenen Basismodul aufgebaut werden. Eine weitere Möglichkeit ist die Anwendung der gewonnenen Erkenntnisse über die Optimierungspotenziale von Subkomponenten auf die Batteriemodule oder Systeme aus den Standardbaukästen der OEM. Durch die Übernahme und anwendungsspezifische Anpassung dieser automotive qualifizierten und verfügbaren Komponenten ergeben sich große Einsparpotenziale. Das Basismodul bildet eine solide Grundlage für den Aufbau von Batteriesystemen mit hohen Energie- und Leistungsdichten. Durch die einfache Skalierbarkeit und die Möglichkeit, die Module miteinander zu verbinden, sind fast beliebige Batteriegrößen und Formen möglich. Weiter zeigt der Artikel, wie auf Grundlage des Basismoduls Batteriesysteme für verschiedene Anwendungen im Nischenbereich konfiguriert werden können. Dabei wurden die elektrischen, mechanischen und sicherheitsrelevanten Aspekte der einzelnen Zellen, des Modules und auch des Batteriesystems erläutert und sinnvolle Maßnahmen zur Vermeidung von negativen Einflüssen vorgestellt. Hierzu wurde die Aufnahme von Messwerten im Modul und im Batteriesystem, die Auswertung im BMS und die jeweilige Reaktion durch die Peripherie, wie Kühlung/ Heizung, Degradation der Grenzwerte und das Trennen des Stromkreises vorgestellt. Weiter wurden die Eigenschaften der hier verwendeten LFP Pouch-Zellen beschrieben und in Relation zu Zellen anderer Bauform und Zellchemie gesetzt. Darauf basierend wurde abschließen die anwendungsspezifische Optimierung des Modul, am Beispiel der Leistungsoptimierung, vorgestellt. 172 Mit dem anhaltendem Trend der Elektrifizierung von verschiedensten Antriebssträngen wird der modulare Ansatz des hier vorgestellten Basismoduls als Entwicklungsplattform in aktuellen und zukünftigen Projekten Einzug halten. Insbesondere für die Kleinserienproduktion, aber auch im Prototypenbau, werden in Zukunft vermehrt konfigurierbare und auf die jeweilige Anwendung optimierte Standardkomponenten verwendet werden. [1] Loske; Entwurf, Aufbau und Charakterisierung eines Batterie-Management- Systems für Lithium-Ionen-Akkumulatoren. Hochschule Bochum, Masterarbeit, 2015 [2] Falco, Götze, Hartmann; Hochleistungskonzepte unter Berücksichtigung von standardisierten Komponenten, wie Leistungselektronik und Batterie, aus vorhandenen Baukästen für Hybrid- und Elektrofahrzeuge Tagung Elektrische Antriebstechnologie für Hybrid- und Elektrofahrzeuge, 4 - Haus der Technik Fachbuch / 2013, Konferenz, Buch 173 Gurakuq Dajaku, Dieter Gerling Over the past several years, the standard permanent magnet (PM) machine with the conventional concentrated winding with q=0.5 continue to be used in many hybrid systems for commercial vehicles. However, even the long development and optimization process performed on it, the main challenges for this machine type still to be the high rotor losses, temperature problems, as well as, the noise and vibrations. Therefore, to overcome the existing problems on the actual traction machines, in this paper, an alternative PM machine solution with an optimized concentrated winding is proposed and their performances are investigated and compared with a reference machine. The work presented here is focused on the analysis of magnet losses, noise and vibration problems, and also on the noise reduction. 2D and 3D FEM are applied to determine the machine performances for different operation points. Based on the comparison of results concerning the main electromagnetic, and noise and vibration aspects, the new machine shows high power capability, low torque ripples, low magnet losses, and noiseless design. With the development of electric and hybrid electric drive-trains systems during the last years, the interest for high performance electric machines in automobile industry continues to increase rapidly. Nowadays, they performs several important functions in different hybrid electric vehicle (HEV) applications, such as, start-stop, recuperation, power boosting, and power generation. In many HEV systems, the electric machine is integrated into the drivetrain between clutch and transmission in order to safe space and weight. Thus, considering the contradict conditions for such applications such as, the limited available space in one side, and the high power (torque) demand on the other side, at the moment the permanent magnet (PM) machine with fractional slot concentrated winding (FSCW) is the main candidate that fulfil the requirements. Until now, this machine type still to be developed and produced by many automobile manufacturers and also automotive suppliers for different hybrid systems, where, depending on the application and the mode of operation, calling them as Integrated Starter Generator (ISG), Integrated Motor Assist (IMA), or Integrated Motor Generator (IMG). Fig. 1 show different actual traction PM machines that already exist in the marked and have been developed based on the concentrated winding topology [1-5]. Considering the relations between the number of stator slot and rotor poles for the given machine topologies, it can be concluded here that, the all manufacturer are being built their traction PM machines based on the same conventional 3-teeth/ 2poles FSCW with q=0.5, where the main difference exists only on the number of pole pairs, as well as, on the rotor topology and design. Referring to many literatures concerning the FSCW [6, 7], it can be seen that there exists a large number of available winding types, where mostly of them are character- 174 ized with high winding factor (up to 97%) for the fundamental wave. However, the conventional winding with q=0.5 has a medium winding factor (86%), that means it can produce lower torque density compared with the other windings. On the other side, it is the single FSCW type that operates with the first MMF harmonic, while the rest use one of the higher harmonics as an operating wave. Further, compared with others FSCWs its MMF harmonic content, including also the sub-harmonics, is lower. Therefore, even the higher winding factor for the fundamental wave, many FSCW types are cancelled for different traction machine applications due to the higher MMF harmonics amounts, as well as, the sub-harmonic components. More details about selection of q=0.5 winding type in the actual integrated traction PM machines are given in [8]. Further, the existing problems on the conventional traction machines have been considered there, and additionally, in order to overcome these drawbacks, an alternative machine solution has been proposed. This paper is a continuous work of [8], however, the analysis performed here is focused more on the investigation of the rotor (magnet) losses, and noise and vibration problems, as well as on the optimization of noise behaviours. Thus, section II describes the FSCWs used in the studied PM machines. Section III briefly presents the design details, and additionally compares the electromagnetic torque, torque-ripples, and power capability of both machines. Further, the analysis of magnet losses is presented in section IV, the noise analysis is performed in section V, an optimized rotor for the new PM machine for reducing the vibration level is presented in section VI, and concluding remarks and summary are given in section VII. a) b) c) d) e) f) 175 Fig. 2 illustrates the winding layout for the considered winding types. As well is shown from Fig. 2a), in the conventional 3-teeth/ 2-poles winding each phase comprises one single coil, and the phases are distributed with “+A+B+C” coil (phase) sequences. For high poles machine, the standard phase sequence is repeated -time around the stator circumference. On the other side, the second winding type is illustrated in Fig. 2b), and is developed according to the dual multiphase FSCW concept presented in [9]. For reducing the MMF harmonic contents, the proposed winding consists of two different winding systems which are integrated in the same stator core and are shifted in space and time to each other. In the following Fig. 3 the MMF characteristics for the both winding types are compared under the same operating wave condition (five pole-pairs case). Thus, to achieve the corresponding number of poles with the conventional winding, the basic winding layout shown in Fig. 2a) is repeated five-time in the circumferential direction. Therefore, for the five-poles condition, the conventional and the new winding are called as 5*(3T/ 2P) and 18T/ 10P, respectively. From the MMF results it can be concluded that, with the new winding topology the harmonic contents is reduced for factor two. Furthermore, in addition to low harmonic contents, also the existing high harmonics are located far away from the fundamental wave compared with the conventional winding. It is important to be noted here that, for the FSCW PM machines these two merits in the MMF characteristics are very important for improving the machine performances. More detail about these merits are given in [8], where the analysis clearly show that the new winding design achieves better results concerning the rotor loss, thermal aspects, and noise and vibrations. On the other side, the main drawback for the 18T/ 10P winding it was the low winding factor for the fundamental wave (about 12% lower compared with the conventional winding) that could be disadvantageous for the Ohmic losses. However, as investigated in [8], as results of low harmonic contents (low saturation effect from high harmonics), shorter end winding length, and also low torque ripples (none skewing is required) the resulting Ohmic losses are compensated and they are only for 7.5% higher compared with the conventional machine. a) b) 176 0 1 2 3 4 5 6 -1 0 1 theta [rad. degree] MMF [ p.u. ] 0 1 2 3 4 5 6 -1 0 1 theta [rad. degree] MMF [ p.u. ] 0 5 10 15 20 0 0.2 0.4 0.6 0.8 1 Harmonic Order MMF [ p.u. ] 5*(3T/ 2P) 18T/ 10P a) b) Two different 20-poles FSCW PM machines for application as integrated motor/ generator are designed and investigated in [8]. Fig. 4 shows the geometries of the studied machines, while Table-I gives the main machine data. For a proper comparison, the both machines have been studied under the same electrical and geometrical constrains (voltage, current, and volume), where the main difference on these machine designs was only on the stator core, and also on the winding topology. The 30teeth/ 20-poles machine is designed using the conventional 3-teeth/ 2-poles winding (10 x 3T/ 2P), while the new 36-teeth/ 20-poles machine use the optimized 18teeth/ 10-poles winding (2 x 18T/ 10P). Figure 5 show the torque results under the same excitation. Concerning the torque ripples, the proposed new machine produce 177 smooth torque response, thus none skewing is required for the proposed machine. Moreover, in addition to low ripples, the new machine is characterized also with high power capability over the wide speed range. a) b) According to many papers concerning FSCWs presented in the past, it can be concluded that, despite of several merits such as the high torque density, low manufacturing costs and so on, the concentrated windings are characterized also with high harmonic contents in their MMF distribution that cause strong parasitic effects in the machine performances [10 -16]. The stator MMF harmonics produces asynchronous travelling magnetic field in the air-gap and induce significant eddy currents in conducting regions in rotor. The following equ. (1) describes the induced eddy current density from the stator MMF harmonics, , , ( , ) sin z k k J t J k t (1) where, is the order of time harmonics, is the order of spatial harmonic, and is time -th order and spatial -th order eddy-current density. The eddy currents time harmonics induced in the rotor can be expressed as a function of the harmonic order as 1 k p (2) where, sign ‘+’ and ‘-’ mean that the component is positive and negative going wave respectively. From [11], the eddy-current loss in the permanent magnets can be calculated from the harmonic eddy-current densities as follows: 178 2 v 2 k mag k magnet J P d (3) It can be seen from (1) to (3) that, the induced magnet losses depends on several parameters, such as harmonic order, frequency, wave length, material conductivity, and so on. Reference [12] presents a simple analytical approach for rapid computation of the MMF harmonic effect on the rotor losses. It is clarified there that, it is not easy to determine the order of the MMF harmonic causing the highest rotor losses since they increase with the specific wavelength and harmonic order, however, the wave length decrease when harmonics increases. Therefore, considering the MMF harmonic contents for the investigated machines shown in Fig. 3b), it can be concluded here that, as results of the low harmonic contents (factor two), as well as, the shorter wave length for the first higher harmonic (near the working harmonic), the eddy currents magnet losses for the new machines should be significantly lower compared with the conventional design. To validate this assumption, the magnet losses for the both machine types are investigated with the 3D FEM tool. Fig. 6 and 7 compares the magnet losses and eddy current density at 6000rpm and for the maximal load current, where for a better visualising, the obtained results are presented under the same losses/ current scale. Further, Fig. 8a) show the magnet losses results vs. rotor speed for the maximal load current and also non-segmented magnets. It is important to point out that, the investigation operation points represents the respective magnet losses for the torque speed results given in Fig. 5b). As assumed above, it can be seen also from the 3D FEM analysis that, with the new winding type the magnet losses can be reduced significantly. For the considered application, the magnet losses are reduced about factor ten with the new machine design. Thus, as results of low magnet losses, none magnet segmentation is required for the proposed machine. On the other side, as well shown from Fig. 8b), for the 30T/ 20P machine the magnet segmentation with very short magnet pieces (5mm) is required to reduce the magnet losses at the same level as with the proposed design (without segmented magnets). Of course, as well is known, the magnet segmentation technique, in one side leads to the magnet losses reduction, however, other side the rotor assembling becomes more complex and with this the manufacturing cost of the machine increase. a) b) 3.81e+8 4.30e+3 [W/ m³] 179 a) b) According to [13], the estimation of machine noise requires several methods, beginning with the calculation of the excitation magnetic forces, continuing with the determinations of the mechanical and acoustic responses of the structure of the machine, and finally determining the sound radiation characteristics. Therefore, the complete analysis requires a coupled , , and analysis. The magnetic forces producing vibration in electric machines results from the magnetic flux density in the air-gap and can be evaluated analytically by Maxwell’s stress method as follows [13], 2 2 rad 0 0 1 ˆ , , , cos 2 m rad s r s s s m m m f t B t B t F m t (4) a) b) 180 From the equ. (4), rad f is the radial component of force density, rad ˆ m F is its amplitude, and 0, 1, 2, 3,... m are radial force modes (space harmonics). Further, r B and B are the radial and tangential components of the magnetic flux density in the air-gap, 0 is the permeability of free space, s is the angular position at the stator bore, m is angular frequency, and is the time. Fig. 9 gives the simulation results for the airgap flux-density and the resulting magnetic radial forces for the maximal excitation load current. Further, Fig. 10 a) show the radial force modes variation (m-0 and m-4) with the time, while Fig. 10 b) compares the time harmonics for the modes 0, 4, 10, and 16. Since, in relation to acoustic behaviors of electric machines, the significant radial force modes are those of low order, i. e. thus, for the conventional 30T/ 20P-design the time harmonics of mode-0, and for the new 36T/ 20Pdesign the mode-4 could be critical for the noise excitations. 0 50 100 150 -2 -1 0 1 2 theta [degree] B [ T ] 30T20P 36T20P 0 5 10 15 20 25 30 35 0 0.5 1 1.5 Space Harmonics B [ T ] 30T20P 36T20P 0 50 100 150 -5 0 5 10 x 10 5 theta [degree] F [ N/ m² ] 30T20P 36T20P 0 5 10 15 20 25 30 35 0 1 2 3 x 10 5 Space Harmonics F [ N/ m² ] 30T20P 36T20P a) b) 2 4 6 8 10 12 14 16 18 20 0 20 40 60 80 100 120 x p R * fmech [ Hz ] F [ kN/ m² ] m0-30T20P m0-36T20P m4-30T20P m4-36T20P m10-30T20P m16-36T20P a) b) 0 5 10 15 20 220 230 240 250 260 time [ms] F [ kN/ m² ] 30T20P 36T20P 0 5 10 15 20 -50 0 50 time [ms] F [ kN/ m² ] 181 In the next steep, using the modal analysis the natural frequencies of both machines (including the housing) are determined firstly. The results for the mode-0 and 4 for the 36T/ 20P machine are shown in Fig. 11, while Table-II compares the resonance frequencies of both machines for the low modes. Afterwards, the vibration analysis of considered machines is performed with the superposition method that allows us to determine the effect of each radial force mode on the vibration response. Thus, the conventional machine is excited with mode-0, while the new machine with mode-4 according to eqs. (5) and (6), respectively. Fig. 12 a) shows the machines deformation at resonance frequency, while Fig. 12 b) compares the frequency response for the housing velocity at the frequency range from 0 to 6 kHz. So, for the considered case, the results show higher vibrations for the proposed machine design at the critical frequency. Of course, if we compare the time harmonics for the modes 0 and 4 presented in the above Fig. 10 b), the obtained vibration results are expectable since the force amplitude of mode-4 is about two times higher than of mode-0. However, as will be seen in the next section, the reduction of m-4 for the new machine design can be performed in easy way since this mode is induced from the rotor MMF harmonics, and as well described in [17], these harmonics can be optimized (reduced) by variation of the magnet geometry, or the rotor shape structure. 0 0 rad 0 0 2 rad ˆ , cos 0 ˆ 11 / rad s s f t F t F kN m (5) 4 4 rad 4 4 2 rad ˆ , cos 4 ˆ 34 / rad s s f t F t F kN m (6) The electromagnetic analysis concerning radial force performed in [14 -16] show us that, the radial force harmonics of lower order are induced from the interaction of 30T/ 20P 36T/ 20P m-0 3960Hz m-0 3995Hz m-4 1675Hz m-4 1672Hz 182 neighbor air-gap flux density harmonics. Thus, according to these works and considering the air-gap flux density harmonics for the new machine presented in Fig. 9a), it can be concluded here that the interaction of the 26 th with the 30 th flux density harmonics induces the mode-4 in the radial forces. On the other side, from Fig. 3b), the 26 th harmonic component results from the stator winding (2x 13 th ), however, referred to the common rotor MMF harmonics produced from the rotor magnets, e.g. p R x(1, 3, 5, …), the 30 th harmonics is another component that is induced from the rotor side. Thus, since the rotor MMF harmonics can be influenced directly by modification of the rotor geometry parameters, Fig. 13b) present a proper rotor design with modified rotor surface shape that is suitable for reducing the noise excitation modes of low order. In the presented example, the magnet dimensions and shape are hold the same to ensure the required torque density in the machine, however, the air-gap flux density high harmonics parameters (amplitude and phase) are influenced by varying only the rotor surface shape. Hence, the new results for the radial force modes time harmonics resulting from the optimized rotor topology are presented in Fig. 14a). Thus, compared with the first rotor design, the mode-4 is reduced more than 90%, while in comparison with mode-0 of the conventional machine, the mode-4 is about 60% lower. In the next step, the same modal and harmonic analysis is performed on the optimized motor design, where the obtained results are given in Fig. 14b). Now, with the new results it is obviously shown that, in addition to lower rotor (magnet) losses, also concerning the noise and vibrations the proposed 36T/ 20P machine with optimized rotor overcomes the conventional design. a) b) 30T/ 20P 36T/ 20P 183 a) b) a) b) This paper presents a new PM machine design with 36-teeth/ 20-poles as an alternative solution for the existing problems on the actual integrated traction machines. Different from the conventional machines, the proposed machine uses an optimized 18teeth/ 10-poles concentrated winding with low harmonic contents in the magneto motive force distribution. The second machine type (reference machine) is the 30teeth/ 20-poles PM machine with the conventional concentrated winding with q=0.5. 184 The both machine types have been studied under the same electrical and geometrical constrains (voltage, current, and volume). As the rotor magnet losses, and also the noise and vibrations are at the moment the main challenges for the actual traction machines, a special consideration in this work is take for the analysis and optimization of these parameters. Thus, with the new winding type the magnet losses are reduced for the factor ten, while the noise and vibrations characteristics could also be reduced using a proper rotor design. Therefore, considering the main merits of the proposed new machine design, it can be concluded here that, for the FSCWs, the winding factor (or low winding factor) isn’t always the main criteria to select or to reject a winding for a specific application. However, for a proper decision it is required to consider carefully the all winding parameters and their resulting effects on the machine performances. It is shown from this analysis that, a FSCW with low winding factor but with low harmonic contents overcomes the existing PM machines for ISG applications. [1] T. A. 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The paper describes the chance and challenges of high speed electric drive system taking into account the actual trends and real design concepts. On the basis of practical applications a comparison between conventional axle drive design and high speed design is carried out. Der Wunsch nach steigender elektrischer Fahrleistung in zukünftigen Fahrzeugen kann durch den Einsatz von hochdrehenden E-Maschinen, als ein möglicher Lösungsweg, erfüllt werden. Es sollen hier die Fragen erläutert werden, was zählt zu einem Hochdrehzahldesign? In welchem Umfeld ist der Einsatz sinnvoll und welche Maschinentechnologie eignet sich besonders dafür? Auf Basis eines praktischen Anwendungsbeispiels wird ein Performance und Bauraum Vergleich zwischen einem konventionellen Achsantrieb und einem Hochdrehzahl-Achsantrieb durchgeführt. Es werden Trends und reale Umsetzungen vorgestellt und die Chancen und Herausforderungen aufgezeigt, um mit einem Hochdrehzahlkonzept einen effizienten, kompakten und kostenoptimierten Achsantrieb darzustellen. Hochdrehzahlkonzepte für Achsantriebe sind derzeit bei fast allen Automobilherstellern und Zulieferern in kontroverser Diskussion. Einige fragen sich, welcher Drehzahlbereich für die Zukunft der wirtschaftlichste und beste Kompromiss zwischen Performance und Kosten darstellt. Andere erhöhen stetig die maximale Drehzahl ihre Applikationen. Auch die Firma Tesla mit seinem Model S hat viele Automobilhersteller zu einem Umdenken in Bezug auf Maschinentechnologie und in Bezug auf die Schwerpunkte des EM-Designs gebracht. Die Ergebnisse von Tesla zeigen, dass mit einer intelligenten Kombination von Induktionsmaschinen, mit höherer Drehzahl und vergleichsweise hohen Strom, ein Benchmark im oberen Segment von Elektroautos realisiert werden kann. Mit der stetigen Steigerung der installierten elektrischen Leistung, wird es zunehmend wichtig, sich zu entscheiden, ob mit höherer Spannung 187 oder mit höherem Strom diese Steigerung dargestellt werden kann. Tesla hat den Weg mit höherem Strom gewählt, damit die Batteriespannung mit dem Tesla Roadster gleich bleiben kann. Die Herausforderung kompakte, kosteneffektive, hoch performante Achsantriebe zu entwickeln, beschäftigt derzeit viele Entwicklungsabteilungen. Eine eindeutige Antwort in dieser Fragestellung ist leider nicht möglich. Abhängig von den Fahrzeuganforderungen und Entwicklungsschwerpunkten sind immer Kompromisse in Kauf zu nehmen. Einige Wirkmechanismen und Zusammenhänge sind aber physikalisch vorhanden und sollten verstanden werden und bestimmen die Hauptentwicklungsrichtungen. Dieser Beitrag wird diese Wirkmechanismen und Zusammenhänge erläutern und mit praktische Beispiele und Konzeptvergleiche darstellen. Hochdrehzahlkonzepte definieren sich nicht allein durch die maximale Drehzahl sondern besonders durch die Umlaufgeschwindigkeit des Rotors. Typischerweise spricht man von Hochdrehzahl E-Maschinen ab einer Geschwindigkeit von über 15.000 rpm oder eine Umlaufgeschwindigkeit von über 100 m/ s. Mit dieser Definition sind Achsantriebe mit 12.500 rpm und einer Umlaufgeschwindigkeit von 120 m/ s auch Hochdrehzahl E-Maschinen. Die Umlaufgeschwindigkeit bestimmt die Intensität der Fliehkräfte und damit den mechanischen Mehraufwand. Um den Rotor zu verstärken, müssen ab einer bestimmten Umlaufgeschwindigkeit zusätzliche Maßnahmen eingeführt werden. Diese Maßnahmen sind abhängig von der Maschinentechnologie (Synchron-/ Asynchronmaschine) und umfassen die mechanische Verstärkung der Kurzschlussringe bis hin zu kompletten Bandagen. 188 Bei Achsantrieben kommen derzeit zwei E-Maschinentechnologien in Frage: Die sehr bewährte Synchronmaschine mit vergrabenen Magneten und die Induktionsmaschine (Asynchronmaschine). Die Induktionsmaschine hat mehrere Vorteile für automotive Anwendungen [1]. Die Vorteile im Vergleich zur PM-erregten Synchronmaschine sind im Wesentlichen die folgenden Punkte: - Robustheit - Temperaturbeständigkeit des Rotors - Großer Drehzahlbereich mit höheren Drehzahlen - Keine Bremsmomente im Kurzschlussfall - Kleine induzierte Spannung bei höherer Drehzahl - Keine elektromagnetischen Schleppverluste - Geringere Material- und Herstellungskosten Folgende Nachteile der Induktionsmaschine im Vergleich zur Synchronmaschine müssen auch erwähnt werden: - Niedrigerer Wirkungsgrad bei kleiner Drehzahl - Größeres Bauvolumen bei vergleichbarer Leistung Für die innerhalb des konventionellen Antriebsstrangs integrierte elektrische Maschine ist die Bauraumproblematik das zentrale Thema. Die elektrische Maschine wird normalweise zwischen Verbrennungsmotor und Getriebe integriert, jeder zusätzliche Millimeter extra Bauraum stellt in den meisten Fällen ein unlösbares Problem dar. Die größere Leistungsdichte der Synchronmaschine bringt für solche Anwendungen entscheidende Vorteile. Ein weiterer Grund für die Verbreitung der Synchronmaschine bei den Hybrid-Anwendungen im Antriebsstrang ist der Wirkungsgradvorteil bei kleinerer Drehzahl. Da die E-Maschine direkt an den Verbrennungsmotor gekoppelt wird, ist die Drehzahl der E-Maschine gleich, wie beim Verbrennungsmotor, bekanntlich fixiert zwischen 0 und 7000 rpm. Im Fahrzyklus arbeitet die E-Maschine sogar oft im Bereich zwischen 0 und 2000 rpm. Das führt auf der einen Seite zum elektromagnetischen Design der E-Maschine mit einem besonders stark ausgeprägten Feldschwächbereich und auf der anderen Seite, dass die E-Maschine hauptsächlich im Grunddrehzahlbereich betrieben wird, in dem die Synchronmaschine Wirkungsgradvorteile hat. Für den Achsantrieb ist die Situation ganz anders. Natürlich spielt auch in diesem Fall die Bauraumrestriktion und die Gewichtsanforderung eine wichtige Rolle, aber der Gesamtantrieb und nicht nur die E-Maschine muss betrachtet werden. Bei einem Achsantrieb werden immer ein Getriebe und ein Differenzial benötigt. Zusätzlich wird beim Achsantrieb, mit Synchronmaschine ausgestattet, oft eine Trennkupplung benötigt. Diese Trennkupplung stellt sicher, dass bei höheren Drehzahlen und beim Kurzschluss die E-Maschine von der Antriebsachse abgetrennt werden kann. Eine Induktionsmaschine braucht dagegen prinzipiell bedingt keine Trennkupplung. Wenn das komplette System betrachtet wurde, sind die Bauraumvorteile der Synchronmaschine für eine solche Anwendung völlig durch die zusätzliche Kupplung kompensiert. Im Gegenteil, beim Einsatz einer Induktionsmaschine kann man die höhere Drehzahlfestigkeit nutzen und mit einer größeren Übersetzung die elektrische Maschine bei gleicher Leistung kleiner bauen. Die Induktionsmaschine ist prinzipbedingt sehr 189 geeignet als E-Maschine für Hochdrehzahlanwendungen. Ihre Rotorkonstruktion mit dem Kurzschlusskäfig ist sehr robust und einfach zu erstellen, auch in Großserie. Darüber hinaus braucht die Induktionsmaschine keine Permanentmagnete und das hat einen positiven Effekt auch auf die Kosten. Eine der wenigen Schwachstellen bilden die Kurzschlussringe. Diese sollten bei Umlaufgeschwindigkeiten über 100 m/ s verstärkt werden, um zu vermeiden, dass die Fliehkräfte das weiche Aluminium bis zu einer plastischen Verformung ausdehnt. Bei der Verstärkung sind aber die magnetischen und elektrischen Eigenschaften des eingesetzten Materials zu beachten. Fa. hofer eds in Würzburg hat in der Vergangenheit einige Achsantriebe entwickelt und zur Serienreife begleitet. Die Kombination einer elektrischen Maschine mit einem 1-Gang Getriebe inkl. Differenzial ist derzeit das am meisten verbreitete Konzept. Die Beschleunigungsanforderung des Fahrzeugs und die maximale Geschwindigkeitsanforderungen mit einem 1-Gang Getriebe zu erfüllen, stellt eine große Herausforderung dar. Der hofer Achsantrieb der ersten Generation hat folgende Eck-daten. 300 Nm Maximalmoment, 11.000 rpm maximale Drehzahl und eine Übersetzung von 1: 7. Da das Volumen der elektrischen Maschine vom maximalen Drehmoment abhängt, ist die elektrische Maschine ca. 50 kg schwer, mit 150 mm Rotordurchmesser und 150 mm aktiver Länge. EM torque range: 300 Nm EM speed range: 11000 rpm EM power range: 150kW EM weight active: ca. 50kg Gear ratio: 1: 7 190 Die zweite Generation hofer Achsantriebe wurde entwickelt, um die Gewichte, das Volumen und damit die Kosten zu reduzieren. Durch den Einsatz von höher drehenden E-Maschinen und einer höhere Getriebeübersetzung von 1: 11 kann das maximale notwendige Drehmoment bei gleichem Achsmoment deutlich reduziert werden. Damit kann auch die Länge der E-Maschine von 150 mm auf 123 mm reduziert werden. Der Durchmesser wird beibehalten, um die Fliehkräfte nicht überproportional zu erhöhen. Damit sind auch das EM Volumen und die EM Materialkosten um 1/ 3 reduziert worden. Dafür muss aber auch die E-Maschinen Wicklung modifiziert werden, um den Eckpunkt von ca. 6000 rpm auf ca. 9000 rpm zu verschieben. Dieses wird durch eine Reduzierung der Windungszahl bei gleichen Strombedarf realisiert. EM torque range: 200 Nm EM speed range: 17000 rpm EM power range: 150kW EM weight active: ca. 35kg Gear ratio: 1: 11 191 Anforderungen der elektrischen Achse Maximales Achsmoment 2100 Nm Maximale Achsdrehzahl 1550 rpm Maximale Fahrzeug-Geschwindigkeit 200 km/ h Maximale Mechanische Leistung 150 kW Vergleich EM Standard design vs. EM Hochdrehzahl design : Standard Design Hochdrehzahl design Vergleich Achsdrehmoment 2100 Nm 2200 Nm Fahrzeug Geschwindigkeit 200 Km/ h 200 km/ h EM Gewicht 50 Kg 35 kg Maximale mechanische Leistung 150 kW 150 kW Maximale Phasenstrom 450 Arms 500 Arms Gesamt Achsengewicht Ca.70 kg Ca.55 kg Materialkosten Einsparung - - 192 Hochdrehzahlkonzepte stellen auch einige Herausforderungen dar. Ein Thema ist die Erhöhung der Getriebeübersetzung, z.B. von 7 auf 11. Diese Erhöhung ist nur bei einem zweistufigen Übersetzungsgetriebe darstellbar. Das hofer Konzept sieht hier ein Planetengetriebe und eine Stirnradgetriebe in Serie geschaltet vor. Eine solche Getriebeausführung braucht mehr Platz als ein einstufiges Planetengetriebe, aber bietet auch den Vorteil achsenparallel den Bauraum nutzen zu können. Damit können das Differenzial und die Gelenkwellen parallel zum Achsantrieb angeordnet werden. Ein weiteres Thema ist die mechanische Auslegung der Lagerung für höhere Drehzahlen. Eine hohe Drehzahlfestigkeit ist ein besonders kritischer Aspekt von Wälzlagern. Hohe Drehzahlen bewirken sehr starke Fliehkräfte an den Kugeln, beanspruchen Laufringe und Käfig und verursachen erhebliche Reibung und hohe Temperaturen [2]. Die Verwendung von Keramiklagern oder Hybridlagern eignet sich für Hochdrehzahlanwendungen, da die geringe Dichte von Keramik die Fliehkräfte und die Reibung reduziert. Andererseits sind Keramik- oder Hybridlager teurer als Wälzlager aus Stahl. Eine weitere Herausforderung entsteht durch die rotordynamischen Eigenschaften bei höheren Drehzahlen. Bei höheren Drehzahlen verursacht jedes Lagerspiel oder elastische Deformation aufgrund von Temperaturen oder Fliehkräften eine Biegung der Antriebwelle. Je länger die Welle, desto größer kann die Biegung sein. Darüber hinaus ist die Welle selbst, durch ihre Elastizität ein schwingungsfähiges System. Erreicht man mit der Drehfrequenz den Wert der biegekritischen Eigenfrequenz, fängt die Welle an zu schwingen. Diese führt durch die geringe Dämpfung zu Lagerversagen und Wellenbrüchen. Deswegen ist es sehr wichtig bei hochdrehenden Systemen die biegekritischen Frequenzen im Voraus zu berechnen und bei der Auslegung zu berücksichtigen. In der Weiterentwicklung von elektrischen Traktionsantrieben für Elektro- und Plugin- Hybridfahrzeugen für großvolumige Stückzahlen oder High-end Applikationen lässt sich mit Hochdrehzahlmaschinenkonzepten ein Lösungsweg aufzeigen, der Kosteneffizienz und Leistungssteigerung bei kompaktem Bauraum gut miteinander vereint. 193 Die Drehzahlerweiterung bis 18.000 rpm ermöglicht einen Verzicht von Schaltelementen und mehrgängigen Getriebebaugruppen bei gleichzeitig unterbrechungslosem Einsatz der E-Maschine bis zur maximalen Fahrzeuggeschwindigkeit. Durch hohe Übersetzungen können die E-Maschinenmomente und damit die Maschinendurchmesser für Achsantriebe bauraumoptimal reduziert werden und dennoch sehr hohe Abgabeleistungen durch die gesteigerte Drehzahl erreicht werden. Für diese Anwendung lässt sich besonders die Induktionsmaschine mit Käfigrotor sehr gewinnbringend einsetzen, da hier die Vorteile von geringen Rotorfertigungskosten, prinzip bedingter Fehlersicherheit und wirkungsgradoptimalem Betrieb im Feldschwächbereich hoher Drehzahlen gut zusammenwirken. Durch Maßnahmen zur Verbesserung der Rotordynamik und -festigkeit und des Verlustverhaltens können Drehzahlbereiche jenseits der 15.000 rpm und Umfangsgeschwindigkeiten über 120 m/ s erreicht werden. [1] Die optimale Ansteuerung von Asynchronmaschinen für den Einsatz als Achsantrieb, Dr. Marco Falco, Dr. Hailong Gao. HdT-Tagungsband „Praxis der elektrischen Antriebe für Hybrid- und Elektrofahrzeuge“ 2009 [2] Hohe Drehzahlen Lagern SKF, Produkt Degenblatt 2015 [3] Die richtige E-Maschine, Dr. Marco Falco, AutomobilKONSTRUKTION, Mai 2009 194 Martin Hüske, Malak Baydoun, Andreas Ruf, Thorsten Plum, Kay Hameyer, Stefan Pischinger Despite the rising number of electrically powered vehicles electric traction machines are not yet fully optimized regarding the requirements of the automotive sector. Other than most stationary motors, compact machines have to be developed covering a highly dynamic range of operating points. To minimize size, weight and cost the machine should also be designed to temporarily operate in overload conditions. Therefore, it is essential to include the expected driving behavior of the vehicle during thermal layout. Using a permanent magnet synchronous motor (PMSM) we present a method to optimize the thermal behavior of an electric machine. As a basis, preliminary experimental and simulative studies return critical material and thermal contact parameters as well as local losses. Subsequently, two and three dimensional thermal finite element simulations yield the spatial behavior of the machine for defined load cases. Eventually, a physically representative 3D thermal network is extracted from the previous investigations. Verified by experimental data, the implemented network properly depicts the dynamic response of the machine, which in turn allows estimating the lifetime of critical components based on realistic driving cycles. Changes of the motor’s design concept, such as an introduction of internal air cooling, can be further investigated by simple modifications of the network. Trotz steigender Anzahl elektrisch betriebener Fahrzeuge sind die verbauten elektrischen Traktionsmaschinen meist nicht ausreichend für die Anforderungen im Automobilbereich optimiert. Anders als bei stationären Anwendungen gilt es hier, kompakte Maschinen für ein hochdynamisches Betriebsverhalten zu entwickeln, welche den möglichen Überlastbereich maximal ausnutzen. Für die passende Dimensionierung ist dabei die thermische Auslegung unter Berücksichtigung des Fahrverhaltens essenziell: So wird neben Nutzbarkeit und Effizienz des Motors auch die Lebensdauer der Komponenten entscheidend durch ihre thermische Last beeinflusst. Wir präsentieren daher am Beispiel einer permanenterregten Synchronmaschine (PMSM) eine Methode zur Optimierung des Temperaturverhaltens einer elektrischen Maschine. Grundlage sind experimentelle und simulative Voruntersuchungen, welche Materialkennwerte, kritische Wärmeübergänge und lokale Verlustleistungen ergeben. Thermische Finite Elemente Simulationen in 2D und 3D können daraufhin das örtliche Antwortverhalten der Maschine für definierte Lastfälle darstellen. Schließlich wird 195 der Mo durch e erlaubt schen A kalisch wie die Über la elektro doch h der Ma mische verteilu Verhalt lerdings typisch Zur Un werke eine 2D tor. Alle Vereinf ponent vernac Als Tei fassend FEM U deutlich otor als the experimen t daraufhin Anforderun repräsen e Einführun ange Zeit s magnetisc ocheffizien aterialparam e Untersuc ung in der ten unter n s einen ho en Fahrve ntersuchun an. Grund D-Gliederu erdings ste fachung da ten als auc hlässigt. il der in [2 de Analys Untersuchu he Redukt ermisches ntelle Date n eine Leb ngen. Wei tativen Ne ng einer int stand die t chen Ausle nte Masch meter und hungen m Maschine nichtperiod ohen Rech erhaltens E ng des hoc dsätzlich e ng der the ellen entsp ar [3]. So w ch der Wär ] vorgeste se ein phy ungen abg tion typisch 3D-Netzw n verifizie bensdauer terhin lass etzwerks k ternen Luft thermische egung zurü inen auf e der in die ittels der F mit hoher dische Las henaufwan Effizienz un chdynamis rfolgt eine ermischen prechende wird sowo rmeaustau llten Toolc ysikalisch geleitet. Ei her Finite werk abgeb rt. Die Ab ranalyse k sen sich d konzeption tkühlung, u e Auslegun ück [1]. Ge engstem R e Maschine Finite-Elem lokaler Au st- und Dre d. Dabei l nd Überlas schen Verh Modellier Massen de Ansätze o hl die Tem usch über W chain zur M repräsenta inerseits s Elemente bildet und bbildung dy kritischer K urch einfa nelle Ände untersuche ng elektris erade im A aum zu ve e entstehe mente-Meth flösung da ehzahlände assen sich stfähigkeit haltens bie ung der e es Motors ohne weite mperatursp Welle und Motoranaly atives ther stellt das a Modelle d der Aufba ynamische Komponent che Modifi erungen de en. cher Masc Automobilb erwirklichen nden Verlu hode (FEM arstellen [2 erung abzu h erst unte einer Masc eten sich lektrischen in Wicklun ere Unterte reizung in die Luft in yse wird da rmisches 3 abstrahiert dar. Ander au des Ne en Fahrver ten unter ikation des es Motord chinen hint bereich gil n. Unter K uste könne M) die Temp 2]. Das ther ubilden for er Einbindu chine best thermisch n Maschine ng, Stator u eilung eine nerhalb de n den Moto aher für e 3D-Netzwe te Netzwe rerseits erl tzwerks rhaltens realistis physidesigns, ter ihrer t es je- Kenntnis en therperaturrmische rdert alung des timmen. e Netze durch und Roe starke er Komorenden ine umerk aus erk eine aubt es 196 durch den erreichten Detailierungsgrad eine präzise Voraussage der Systemantwort der elektrischen Maschine sowohl im Kurzeit- (Sekunden) als auch im Langzeitbereich (Stunden). Damit steht ein einfach zu modifizierendes Abbild des Gesamtsystems zur Verfügung, anhand dessen sich zuverlässige Untersuchungen zur thermischen Auslegung des Motors betreffs Verlusten und Kühlung durchgeführt werden können. Entsprechende Aussagen lassen sich schließlich mit einer Abschätzung der zu erwartenden Lebensdauer quantifizieren. Die den folgenden Untersuchungen zugrunde liegende permanenterregte Synchronmaschine mit V-förmig vergrabenen Magneten (VPMSM) ist in dargestellt. Im Schnitt sind von außen nach innen zu erkennen: der Kühlmantel inklusive wasserführenden Kanälen, der Statorrücken, Statorzähne und Wicklungen, sowie der Rotor mit V-förmig angeordneten Magneten und die Welle. Entscheidende Quellen des Wärmeeintrags sind Kupferwicklungen und das Statorblechpaket. Die Abführung der Wärme erfolgt über Mantel zum Kühlmittel. Ein Wärmeaustausch zwischen Rotor und Stator findet über den Luftspalt statt. Typischerweise erfolgt die thermische Repräsentation eines Elektromotors als 2D- Schnitt senkrecht zur Achse. Bei einer direkten Abbildung der Einzelkomponenten als einfache thermische Masse wird das thermische Verhalten der Maschine nur unzureichend widergeben [3]. Dies betrifft Komponenten mit hohem Gesamtwärmeeintrag oder starken lokalen Verlusten, welche eine starke Temperaturspreizung aufweisen. Gleiches gilt für geometrisch komplexe Geometrien. Der Rotor der VPMSM beispielsweise wird durch die umschlossenen Magnete annähernd zweigeteilt. Trotz hoher intrinsischer Leitfähigkeit ist der Wärmetransport innerhalb der Ebene damit stark eingeschränkt. Die Auswirkungen auf die Temperaturverteilung werden in einer 2D FEM-Simulation des Rotors deutlich. Die am äußeren Rand des Ro- 197 tors eingetragenen, nach [4] berechneten Eisenverluste ( ) erwärmen den Rand erst lokal. Dies führt zur Ausbildung von Zonen verschiedener Temperaturniveaus ). Aus thermischen 2D-FEM Voruntersuchungen der Komponenten [2] ergeben sich somit physikalisch repräsentative Unterteilung gewisser Komponentengruppen in Subdepartments. Dies betrifft das hier dargestellte Rotoreisen sowie das Statoreisen. Die Darstellung der Wicklung kann analog erfolgen. Die für die beschriebene VPMSM folgende Aufteilung ist in für jeweils ein sich wiederholenden Segments des Rotors und des Stators gezeigt. Es ist zweckmäßig den Stator in drei Zahnelemente und den Statorrücken aufzuteilen. Der gekühlte Mantel lässt sich durch ein Element darstellen, welches über einen thermischen Widerstand mit Kühlmittel und der Umgebungsluft verbunden ist. Die von den Statorzähnen umschlossenen Kupferleiter sind wie die Zähne selbst in radialer Richtung dreigeteilt. Rotorseitig ( ) bietet sich ebenfalls eine Unterteilung des Elektrobleches in drei Elemente an. Die Welle ist zweigeteilt und die Magnete werden jeweils als eine thermische Masse betrachtet. Der Wärmeeintrag in die rot dargestellten Massen ergibt sich aus einer Aufsummierung der berechneten lokalen Verluste ( ). Für verschiedene Betriebspunkte weisen diese eine annähernd gleichbleibende Verteilung auf die gewählter Elemente auf. Der nach [5] berechnete drehzahlabhängige thermische Übergang zwischen Rotor und Stator ist im Netzwerk durch sukzessive Übergänge zum und vom Luftspalt dargestellt. Raum- und Kühlmitteltemperaturen (blau) sowie Wärmeverluste (rot) und die drehzahl-abhängigen Wärmeübergänge zum Luftspalt können zeitabhängig vorgegeben werden. Obwohl die Schnittbetrachtung des Motors alle leistungstragenden Komponenten einschließt, wird das thermische Motorverhalten nicht voll umfasst. Zum einen ist zu erwarten, dass die Wickelköpfe aufgrund schlechter Kopplung zur Kühlung möglicherweise eine signifikant höhere Temperatur aufweisen als die Kupferleiter im Stator selbst. Zum anderen ist zu vermuten, dass in der elektrischen Maschine entschei- 198 dende den: A Luftspa bei. Zu gersch pelt sin Um die mische stellt da Die Mo schild u terelem Von be aufgrun sonder 3x3 Ma Die im wird an metran Strömu Der Wä bei max Wärmetra Aufgrund d alt trägt au udem kann ilde übertr nd. e weiteren en Netzwer amit eine 3 otorenden und Lager mente unte esonderer nd des ber rn auch en atrix ergibt. Motorinne ngenomme nsport die ungsgeschw ärmetransp ximal einig ansportweg er geringe uch die Lu n Wärme ü ragen werd Wärmetra rk auch die 3D-Erweite umfassen , sowie Te erteilt, um d Bedeutung reits erwäh ntlang der . eren zirkul en, dass d Wärmeleit windigkeite port innerh gen Millime ge im zwe en thermis ft in den M über die In den, welch ansportweg e Motoren erung des n einen zu eile der We die Zeitant g ist zudem hnten hohe Leiterbah ierende Lu der durch tung inner en im Bere halb der K etern pro S idimension schen Kop Motorende nnenluft se he wiederru ge mit einz den abzub beschriebe usätzlichen elle ( twort der K m die Mod en Wärme n in drei E uft ist als den Roto rhalb der eich von m Komponent Sekunde. D nalen Abbi plung zwis en entsche elbst sowie um mit de zubeziehen bilden. Die en 2D-Netz n gekühlten ). Schild u Komponen dellierung d eintrags n Elemente einzelnes or mittels K Komponen mehreren M ten liegt hi Dies folgt a ild nicht be schen Rot idend zum über die m gekühlte n, ist es no eses nichtzwerks de n Teil des und Welle nten korrek der Wickel icht nur in unterteilt, Element a Konvektion nten übers Metern pro ngegen au us der übe erücksicht tor und St m Wärmetr Welle auf en Mantel otwendig i planare N es Motorke s Mantels, sind dabe kt wiederzu lköpfe. Die radialer R sodass si abgebildet n induziert steigt. So Sekunde e uf der Mot er igt wertator im ransport die Lagekopim theretzwerk rns dar. Lagerei in Unugeben. ese sind Richtung ch eine t. Dabei te Wärwerden erreicht. torskala 199 gegebe bung, 10 -5 m 2 Kompo Luft un zahlabh Die Ve stände tor in s adäqua ter An Simula Die mit neben Überein dem ex Anteil d steigt d 100°C und so ene Wärm die Zeit u 2 / s. Auch onenten ze d Mantelflä hängig nac erbindung d entlang d sechs axia ater Wärm nahme ein tion somit ttels des th den am M nstimmung xemplarisc der Verlus die Tempe erreicht, n mit die Ma ediffusion. und die in der 3D eitabhängig ächen wer ch [5] vorg der Motore er Achse. al gekoppe etransport ner symm drei zu sim hermischen Motorprüfst g der Max ch gewählte twärme du ratur der W ach 2000 s agnete wer Hier beze Temperatu D-Erweiteru g variiert w rden damit egeben. enden mit Auf der St elten 2D-S t zwischen metrischen mulierende n Netzwerk tand geme ximaltempe en Betriebs urch die St Wickelköpf s annähern rden haupt eichnet urleitfähigk ung könne werden. Mit t die Wärm dem Moto tator und R Schnitte un n Motorend Traktions e 2D-Schni ks berechn essenen d eraturen, s spunkt in tromwärme fe schnell nd die Max tsächlich ü die mitt keit mit ein en die Übe t Ausnahm meübergäng orkern erfo Rotor umfa nterteilt. Da den und M maschine tte und ein neten Tem dargestellt. sowie des (60 everluste i an. Nach ximaltempe über die In lere quadr ner der Grö ergänge zw me des Übe ge in den M olgt über th assenden L amit wird Motorkern g ergeben n Motorend peraturkur Zu erken zeitlichen 0 U/ min, 1 m Kupfer 1000 s we eratur von nenluft de ratische Ve ößenordnu wischen L ergangs zw Motorende hermische Länge ist d insbesond gewährleis sich für d de. rven sind i nen ist ein n Verlaufs 70 Nm) ei eingetrage erden bere 130°C. De es Motors e erschieung von Luft und wischen en drehe Widerder Modere ein tet. Undie 3Dn ne gute . Da in n hoher en wird, its über er Rotor erwärmt 200 und ze raturen Im in den Ku Endtem stieg d gen er Magne senver Endtem Nach d peratur ve Küh relativ k berech ckelkop simulat Positio sung zu Das Mo tung fü dem ä schied gen ka deren sowie d auch in Weiterh luft auc übertra igen ein de n stets unte darg upferverlus mperaturen er Tempe rwärmt w te findet n luste im R mperaturen dem Absch ren in beid hlsystem (5 kleinen Qu neten Tem pf, welche tiv leicht zu nen der M ugänglich odell bestä ür die meis ußerem R von maxim nn. Dies li an der ho die Enden n axialer Ri hin zeigen ch außerh ag zwische eutlich träg er 100°C. gestellten B sten Eisen n von circa raturen zu erden mü nun nicht m Rotor selbs n der Magn halten des den Fällen 55°C), wäh uerschnitt d mperaturen sich mit a u erkennen Minimalun sind. ätigt weite sten Komp Rotoreleme mal 2 K, w iegt zum e ohen axiale der Welle ichtung zu die durchg alb des R en Wickelk geres Antw Betriebspu nverluste e a 140°C in beobacht üssen. Die mehr aussc st tragen zu nete gegen Motors ze die deutlic hrend die der Welle a n reflektier nalytischen n ist, ist si nd Maxima rhin, dass onenten a ent und de während die einem am en Leitfäh e sind für e gliedern. geführten U Rotor-Stato öpfen und wortverhalt unkt (2500 eingetrage n den Wick ten, da die e Erwärm chließlich ü ur Erwärm nüber eigt das sc ch bessere Wärme de abgeführt w ren die Te n Rechnun e experim altemperatu die Sprei ls gering a em innere e Differenz homogene igkeit der eine realitä Untersuch r Spaltes Luft, als a ten. Letztlic U/ min, 16 n. Dies fü kelköpfen. e Statorzäh mung des über die M mung des R mit nah chnelle Ab e Kopplung es Rotors werden mu emperaturs ngen deckt entell nur uren a prio zung der T anzunehme n Element z in radiale en Eintrag Kupferleit ätsnahe A ungen die an. Dies g auch für d ch liegen d 0 Nm) wer ührt zum e Zudem ist hne nicht Rotors e Motorinnenl Rotors bei. hezu 120°C bklingen de g der Wick über die I uss. Die fü spreizung t. Während sicher zu e ori bekann Temperatu en ist. So t beispiels er Richtung der Eisen er. Einzig bbildung d Bedeutung gilt sowohl en Überga die Magne rden zusät einen zu h t ein steile über die W einschließli luft statt, a . Somit lie C um 20°C er Wickelk klung an d Innenluft u ür die Wick von 15 K d diese Sp erfassen, f nt und eine ur in axiale besteht zw sweise ein g 6 K - 8 K verluste, z die Wicke des Zeitver g der Moto l für den W ang zwisch ttempetzlich zu höheren erer An- Windunich der auch Eigen die C höher. kopftemdas akti- und den kelköpfe im Wipreizung falls die er Meser Richwischen n Unter- K betrazum anelköpfe, rhaltens orinnen- Wärmehen Luft 201 und Rotor, der nach [5] drehzahlabhängig zu ca. 21 W/ m 2 K und 75 W/ m 2 K berechnet wurde. Bezüglich der Nuten ist festzuhalten, dass die Leitfähigkeit senkrecht zu den Kupferwindungen um 50% höher ist als ursprünglich nach [6] angenommen. Hier gilt es jedoch zu bedenken, dass zur Berechnung exakt parallele Leiter angenommen werden. Ein Versatz der Kupferleiter zwischen verschiedenen Nuten oder über die Länge des Stators um einen Leiterdurchmesser führt zu eben dieser erhöhten Leitfähigkeit innerhalb der Schnittebene. Die untersuchte Maschine ist auf eine Nennleistung von 42,5 kW ausgelegt. Aufgrund zu erwartender Kupferverluste war das Drehmoment der Maschine ursprünglich auf 210 Nm beschränkt, die maximal abrufbare Spitzenlast sollte 77,0 kW betragen. Tatsächlich führen die Motormessungen bei 3500 U/ min und 150 Nm (55,0 kW) unter Dauerlast zu kritischer Performance der Maschine. Dabei sind überhöhte Magnettemperaturen sowie lebensdauerrelevante Wicklungstemperaturen zu beobachten. Unter wechselnder Last ist jedoch aufgrund der Wärmekapazität der Komponenten der elektrischen Maschine eine höhere Spitzenlastfähigkeit zu erwarten. Elektromagnetisch wie mechanisch ist die Maschine auf bis zu 300 Nm ausgelegt. Dieser Fall wird im Folgenden untersucht. Mittels eines Rückwärtsmodells für vorgegebene Fahrzyklen und anhand der vorangegangenen Verlustberechnungen lassen sich betriebspunktabhängige Kupfer- und Eisenverluste berechnen (siehe Methoden). In Summe ergeben sich für die gewählte Folge von Artemis und Verluste bis 4.8 kW. Der zeitliche Verlauf ist in dargestellt. Generell reflektieren die Zyklenverluste die typischen Verlust-Charakteristika: Die Eisenverluste, welche insbesondere von der Drehzahl abhängen, korrelieren stark mit der Geschwindigkeit des Fahrzeugs. Die Kupferverluste, welche vorwiegend mit dem aufgebrachten Moment skalieren, spiegeln das höherdynamische Beschleunigungsverhalten wider. Aus diesem Grund übersteigen bei Stadtfahrten (Artemis , 0 s - 992 s) die Kupferverluste die Eisenverluste, während sich das Verhältnis bei Autobahnfahrten (Artemis , 2075 s - 3144 s) umkehrt. Die in gezeigten zeitabhängigen Verluste lassen sich ebenso wie die konstanten Verluste im Abschnitt zuvor in das thermische Netzwerk einspeisen. Der Verwendung des Motors als integrierter Traktionsmaschine entsprechend wird die Kühlmitteltemperatur auf 75°C gesetzt. Zudem wird der Wärmeübergang des Mantels der Maschine zur Umgebung zu 2 W/ m 2 K angenommen. Bei Durchlauf von sieben Zyklenfolgen, entsprechend einer Strecke von 230 km, ergeben sich die in dargestellten Wicklungs- und Magnettemperaturen. Die Wicklungstemperaturen von 120°C liegen deutlich unter den Maximalwerten der üblichen Isolierstoffklassen für Kupferwicklungen F und H. Weiterhin erreichen die Magnettemperaturen maximal 100°C. Einflüsse der Temperaturen auf die Lebensdauer der Komponenten sind daher insgesamt als gering einzustufen. Unter Annahme eines repräsentativ gewählten Fahrverhaltens kann das maximale Drehmoment somit auf 300 Nm, angehoben werden. Im Feldschwächebereich ergeben sich mindestens 140 Nm. Die Überlastfähigkeit der elektrischen Maschine liegt damit mit 91 kW deutlich oberhalb der ursprünglichen angenommenen Überlastgrenze von 77,0 kW. 202 Die the auf die Maschi Fahrve kann. B Geschw zeigt je Beaufs peratur sind als ren um unter th Ursäch lustwär Drehza starken ferverlu eine en digkeit Summe ermische B gegebene ine sowie erhalten du Beispielsw windigkeits edoch die schlagung ren für Kup s unkritisch m deren Ein hermischen hlich für di rme. Diese ahlen gehe n Eisenver usten äuße ntscheiden und Besc e der einge Belastung e Fahrzeug das ange urchaus um weise könn sprofile mo höchsten des vorges pfer und M h zu betrac nfluss auf n Aspekten e Erwärm e korreliert en dabei a rlusten einh ert. Damit nde Bedeu chleunigung etragenen der unters gspezifikat enommene m einen k nen versch odifiziert we Maximalte stellten Fa Magnete m chten. Dah das Temp n effiziente ung der e t mit der D aufgrund h her, währe kommt der utung zu: S g des Fah Verlustwä suchten M tionen, die e Fahrver kritischen F hiedene F erden. Der emperature ahrzyklus m aximal 145 her liegt es peraturverh ere Auslast lektrischen Drehzahl u ochfreque end sich ei r Übersetz Sie beeinf rzeugs, so rme. Motorkompo Kühlmitte halten. Da Faktor, de ahrzyklen r vorgestel en bei Dau mit zusätzl 5°C und 1 s nahe, gee halten abzu tung der M n Maschin nd Drehm nter Wech in hohes M zung des g lusst nicht ondern ebe onenten is lanbindung abei hand r weiter u gewählt u llte Artemis uerbetrieb. ichen 15% 13°C an. A eignete Pa uschätzen Maschine z e ist die e oment der hsel der M Moment in ewählten 1 t nur die M enso die A st zurückz g der elekt elt es sic ntersucht und vorge s Motorwa . Selbst b % zeigen d Auch diese arameter zu und letztli u erreiche eingebrach r Maschine Magnetisier dominante 1-Gang Ge Maximalge Aufteilung uführen trischen ch beim werden egebene ay Cycle ei einer ie Teme Werte u variieich eine n. hte Vere. Hohe ung mit en Kupetriebes schwin- und die 203 Die Va treibpu ringen deutlich niedrige stroma Drehmo Stadtfa Stadtfa Umgek temis Freque dem ne ab, als erst ab die in d zeug je In beid weilige tigen, d Wärme che Mit gewähl Überse i = 1.8 Bezug ( schwin erfolge riation der nkte des A Geschwind h unter de en Überse bhängigen oment exp ahrten eine ahrten eben kehrt verhä enzen über ehmen die die Kupfe b Übersetz den Artem edoch nich en Fällen Optimum dass zumin eeintrag be ttel über d lt. Damit e etzung. De U/ m stellt a auf Maxim ). So erla digkeit von n. Verluste m Artemis digkeiten d en mit der etzungen n n Kupferve ponentiell e möglichs nfalls vorte ält es sich Zyklus da rwiegen hi e Eisenverl rverluste z zungen von mis Zyklen ht mehr err ist die Sum folgt aus d ndest bei k esonders z ie Verluste ergibt sich er in diese also aus th malgeschw aubt die m n 200 km/ h mit der Übe Zyklu des Zyklus r Beschleu nehmen di erluste ste an. In de st hohe Ü eilhaften, h für Autoba rgestellt s er die Eise uste für kl zunehmen. n i = 1.45 geforderte reicht werd mme der V dem angen kritischem zu gewichte e der Artem h zwischen em Paper hermischer windigkeit maximale M h. Eine Bes ersetzung us gemittelt s unterhalb unigung ko ie Eisenve eigen jedo er Summe bersetzung hohen Besc ahnfahrten ind ( enverluste einer werd . Ein Minim U/ m ab. U en Beschle den können Verluste ab nommenen thermisch en sind. In mis Zyklen n i = 1.7 r untersuc r Sicht eine und Besc Motordrehz schleunigu ist in ten Verlus b von 60 km orrelierend erluste näh och aufgru ist somit g sinnvoll. chleunigun n, die reprä ). Aufgru e gegenübe dende Übe mum der G Unterhalb d eunigunge n. bhängig vo n Fahrverh hen Verhal n is Stadt-, Üb 1.8 U/ m e chte Fall m en günstig hleunigung zahl von 6 ung von 0 a anhand ste verdeut m/ h liegen en Kupfer herungswe nd des ho aus therm Diese ge ngen. äsentativ h und der ho er den Kup ersetzunge esamtverlu dieser Übe n für das on der Übe halten. Es g ten Betrieb st als Gew berland-, u ine beson mit einer en Fall dar gsverhalten 6000 U/ min auf 100 km d der über tlicht. Bei d die Eisenv rverlusten. eise linear ohen Bed mischer S eht einher hier durch ohen elekt pferverlust en deutlich uste zeich ersetzung betrachtet ersetzung. gilt zu berü bsfälle mit wichtung da und Autoba nders verlu Übersetzu r. Dies gilt n des Fah n eine Spi m/ h kann in die Beden geverluste Hin zu ab, die arfs an Sicht für mit für den Artrischen ten. Zustärker net sich können te Fahr- Das jeücksichhohem as zeitliahnfahrt ustarme ung von auch in hrzeugs tzengen 10.8 s 204 Neben kreislau Maxima Werte gangen gert we ren. Die ein. Am die Dim Überga beider sowie d betrach Für de entspre Tempe steigen ten des letz Die Te Abhäng 20 W/ K welche schlags den einge uf einen w altemperat liegen, sch n erreichba erden. Zum eser nimm m Beispiel mensionier angkoeffizi Paramete die Wärme htet, da die n Artemis echend 80 eraturverha n die Wick Zy zten Zyklu emperaturs gigkeit des K zeigt das es sich zu smäßig fol etragenen weiteren w turen (Hotheint eine ar. Zum ei m anderen mt bei dem der Temp rung der K ent werde er zusamm ekapazität e Mantelge Combi Zy W/ m 2 K im alten für die lungstemp yklus (2075 s Werte vo spreizung d s Wärmeü s Tempera u höheren gt dieser G Verlusten ichtigen P -Spots) de ausreiche nen könnt ließen sic untersuch peraturen d Kühlung u n in einem mengefasst t dieser Ko eometrie ni yklus ergib m ursprüngl e Kupferw peraturen, a 5 s - 3144 on nahezu der Windu übergangs aturband e Wärmeüb Grenzwert stellt die Punkt zur t er Wicklung ende Kühlu te so der V ch auch die hten Protot der Kupfer untersucht. m Wärmeüb t. Wärmele omponente cht fix geh bt sich bei lichen Des wicklungen. anders als 4 s) auf üb 180°C. ungen übe in ein zum W bergängen aus den W Anbindung thermische gen deutlic ung auch m Volumenst e Ausmaß typ mehr a rwicklunge Die Fläc bergang äh eitung übe en werden halten ist. einem Wä sign, beispi Aufgrund s in ber 120°C er den letz gezeigt. Wärmeüber n asympto Wärmeüber g des Mot en Optimie ch unterha mit geringe trom des K e des Küh als 30% de n wird dah he der Kü hnlich Tab er Mantel n im folgen ärmeüberg ielhaft das der schlec , bereits w an und e zten Motorw Im Berei rgang rezip tisch 120° rgängen au tors an de erung dar. alb der zulä eren Wärm Kühlmittels hlmantels r es Motorvo her im Fol ühlung sow belle 1 als und Lage nden Mod gang von 2 in chteren Ko während d rreichen w rway Zyklu ch unterha prokes Ve °C nähert us Tabelle en Kühl- Da die ässigen meübers verrinreduzieolumens genden wie der Produkt rschilde el nicht 22 W/ K, gezeigt opplung des erswährend us ist in alb von erhalten, t. Über- 1: 205 Kritisch geben von 55 oben d peratur Die Bet se stel Maxima Belastu legung beziehe eine T experim Norme des ein Büssing Für die Modellp im Folg lineare he Temper sich bei I 5 W/ K, bei dargestellte ren von 12 trachtung lt einen er altemperat ung zwisch empfiehlt en. Dazu Traktionsma mentell zu n [7,8] erf ngesetzten g/ Dakin ve e im unter parameter genden = r Schaden raturen für solierstoffk Isoliersto en Fall mit 0°C. zulässiger rsten Schr tur kann je hen den Te es sich d ist es notw aschine ty bestimme folgen, erm n Isolation erwendet [9 rsuchten P zu: = 3, = 6,117 10 sakkumula r die Wickl klasse F f ffklasse H 900 W/ m 2 r Durchsch ritt zur Abs edoch kurz emperaturs aher den wendig, di ypischen B en. Entspr möglichen ssystems. 9,10], welc Prototypen 922 10 -10 h 0 -11 h, = ation ergibt lungen, un für Wärme H sind dies 2 K, entspre hnitts- und schätzung zzeitig über spitzen au Temperatu e Lebensd Belastunge rechende die Param Als Lebe ches durch verbaute h, = 1,44 1,442 10 4 t sich so p nd damit fü eübergänge s 22 W/ K. echend 25 Maximalw der Lebe rschritten w sriechend urverlauf ü dauer kritis en bei ve Versuche metrierung ensdauerm das Arrhe Isolations 42 10 4 K. F K angenom ro Zyklus e ür das Isol e zum Kü Umgekeh 0 W/ K, wie erte zur Le nsdauer d werden, fa klein ist. B über gesam scher Kom rschiedene , die in A eines Leb modell wird enius Gese sklasse H Für die Isol mmen. Un ein Schade lationssyst ühlmittel un hrt folgen eder Maxim ebensdaue dar. Die zu alls die ther Bei der Mo mte Zyklen mponenten en Tempe Anlehnung bensdauer d das Mod etz motivie ergeben s lationsklas nter der An eintrag von tem, ernterhalb für den maltemeranalyulässige rmische otorausn einzu- bei für eraturen an die modells dell von rt ist: sich die sse F ist nnahme n 206 und da Wickelk kühlpha Überga 170°C Die an sen sc Wärme Lebens gen. In 22 W/ K der Tem 22 W/ K erforde sind, si gewähl Bedeut Die Au effizien (900 W fuhr lie ge Lite und de ein Ein tion de dularen abhäng mit eine be verdeut köpfen üb ase. Geze angskoeffiz vertreten. den Wind chließlich d eübergänge sdauern, w nteressante K überschr mperaturm K ergeben erlichen Le ind letzten ltem Lastp tung zuzuw slegung de nter ausfall W/ m 2 K). Un ße sich be r pro Minu s Mantels sparpoten er Traktions n Auslegun gige Dimen erechnete tlicht die V er den Ar eigt ist der zienten vo dungsende die in e ergeben welche unte erweise w itten, für K maxima folg hingegen bensdauer ndlich als B profil und weisen ist. es Kühlma len, als die ter Annahm eispielswei ute verringe selbst zu tial in Bez smaschine ng folgend nsionierung Lebensda Verteilung d temis-Com r Graph fü on 22 W/ K n auftreten geze sich erwa erhalb der ird diese Klasse H be genden Üb Werte, we rn liegen. L Bestätigung betrachtet antels der e des Prot me einer g ise die not ern. Auch verkleinert ug auf Ma e selbst no d, erlaubt d g des Kühl uer von der maxim mbi Zyklus ür den in K. Besonde nden zeita eigt Leben artungsgem Zielwerte Schranke ereits bei c bergänge ( elche mit e Lebensdau g zu sehe tem Kühld elektrische totyps mit gleichförmi twendige D ist es mög t. Letztend asse und B otwendig is die Betrach lmantels u malen Wick inklusive d ers stark s abhängigen nsdauerab mäß extrem von circa für Isolati circa 13 W/ ) vo inem Fakt uern, welch n, dass di esign für en Maschin einem Wä g um den Durchström glich die A lich zeigt d Bauraum an st. Dem To htung des nd Kühlsys klungstemp der ersten argestellte sind die T n Maximalt schätzung me Temper 10.000 Be onsstoffkla / K. Die aus on 55 W/ K or von 10 he zu > 1 e thermisc die Masch ne kann sc ärmeüberg Mantel ver mung des M Abmessung die Untersu n, ohne da oolchain-G Wärmeüb stems. peraturen n 1000 s d en Fall mit Temperatu temperatu g zu. Für raturen un etriebsstun asse F sc s der Betra beziehung deutlich ü 10 5 h abge che Belast hine eine chließlich ang von 2 rteilten Wä Mantels au gen der Kü uchung so ass eine M Gedanken d bergangs e an den der Abt einem ren um ren lasgeringe nd somit den liehon bei achtung gsweise ber den eschätzt tung bei geringe deutlich 250 W/ K ärmeabuf weniühlrohre o bereits Modifikader moeine un- 207 Erwähnenswert ist an dieser Stelle der Einfluss der Übersetzung auf die Wicklungstemperaturen. Ist statt = 1.8 U/ m eine feste Übersetzung von beispielsweise = 2.2 U/ m gewählt, erhöhen sich die Temperaturen bei gelichbleibender Kühlung von 22 W/ K aufgrund der höheren Verluste im Zyklus um circa 12°C. Dies hat eine Reduktion der zu erwartenden Lebensdauer von 11.000 h auf 5.000 h zur Folge. Aufgrund einer thermisch ungünstigen Übersetzung zwischen Motor und Straße ist die Kühlung für eine ausreichende Lebensdauer also leistungsstärker auszulegen. Die hohen Lebensdauern, welche sich insbesondere unter Verwendung der Isolierstoffklasse H ergeben, lassen vermuten, dass auf eine Wasserkühlung möglicherweise komplett verzichtet werden kann. Bei typischem Fahrverhalten für kurze Strecken wird nämlich, wie durch den langsamen Temperaturanstieg in ersichtlich, ein Großteil der Wärme durch die Wärmekapazität des Motors selbst aufgefangen. Hohe Belastungsspitzen wie wiederholtes starkes Beschleunigen und Abbremsen können generell nicht durch eine Wasserkühlung aufgefangen werden. Hier ist in erster Linie der lokale Wärmetransfer aus der belasteten Komponente entscheidend. Den vorangegangen Überlegungen folgend könnte bereits ein stetiger Austausch der Innenluft für eine ausreichende Kühlung der Traktionsmaschine sorgen. Die Wickelköpfe werden dabei direkt gekühlt. Ein Übertrag der im Stator und in den Wicklungen entstehenden Wärme auf Rotor und Magnete, welcher zu einem Großteil über die Motorinnenluft geschieht, könnte teilweise unterbunden werden. Das Motorverhalten bei Luftkühlung lässt sich ebenfalls anhand des thermischen Netzwerks abschätzen. Der entsprechenden Analyse liegt zugrunde, dass bei Durchströmung der Maschine der Wärmeaustrag näherungsweise proportional zur Temperaturdifferenz zwischen eintretender Außenluft und austretender Innenluft ist. Daher kann die Modellierung durch einen einfachen thermischen Wärmeübergang erfolgen ( ) und es ergibt sich der Zusammenhang zwischen Übergangskoeffizient und Fläche des Widerstands sowie Massenstrom und spezifischer Wärme . Unter der Annahme, dass die sich die zwischen Rotor und Stator ausbilden Taylorwirbel für einen Austausch der Luft zwischen Luftspalt und den Motorenden sorgen, ist es dabei grundsätzlich nicht von Bedeutung, ob die gesamte Maschine oder nur die Motorenden durchströmt werden. Auch nimmt der Wärmeübergang an den Grenzflächen im Spalt bei zusätzlicher Durchströmung nur gering zu. Im zu erwartenden Temperaturbereich wird die spezifische Wärme zudem mit ausreichender Genauigkeit als mit 1.005 J/ gK konstant angenommen. Letztendlich erlaubt eine einfache Modifikation des thermischen Netzwerks die Abschätzung der notwenigen Durchströmung der Maschine. zeigt dazu die analog zu berechneten Lebensdauern. Mit dem Artemis-Combi Zyklus als Grundlage ergeben sich für die Isolationsmaterialien der Isolierstoffklasse F erst bei 208 hohen verhält bereits reichen meaust dem fü Maschi Eine U sinnvol suchen Die in d wird m telt [11] hängige le dq-B folgt au drehza [12]. D abhäng rechne Anteil a Sie set und we Durchströ es sich be eine Durc nde Kühlun tauschs üb ür die Moto ine und U Umsetzung l präzisiere n. das thermi mit Hilfe v ]. Im erste e Betriebs Bestromung us der Bed hlbereich, Die ohmsc gigen Stro t. Die in d an den Ges tzen sich a erden mit d mungen v ei der bere chströmung ng der Ma ber den M orvermess mgebungs des vorg en und, fal sche Netz von analyt n Schritt w verhalten b g für alle D dingung de bzw. dem chen bzw ombedarf u der Maschi samtverlus us Hystere dem IEM-5 von nahezu its im Prot g der Moto aschine so Motormante sung angen sluft ist ge estellten K lls gewüns werk einge ischen un wird für ein berechnet, Drehzahles maxima m maximale w. Kupferv und dem ine auftret sten dar. ese-, Wirbe -Paramete u 8.8 g/ s L totypen ver orenden m orgen. Unte el lässt sic nommenen erade ein L Konzepts d scht, mittel ebrachte b nd numeri e gegeben , um ansch Drehmom alen Drehm en Momen verluste w temperatu tenden Eis elstromun er-Ansatze Lebensdau rbauten Iso mit 5.0 g/ s i er Annahm ch dieser W n Übergan Luftaustau der Innenl s CFD-Ber betriebspun schen Be ne Maschin hließend d entbetrieb moments p nt pro Flus werden mit urabhängig senverluste nd Zusatzv s berechne uern über olierstoffkla in der Sum me eines z Wert weite ng von 20 sch von 1 uftkühlung rechnunge nkabhängig rechnungs ne das Stro ie den Güt spunkte zu pro Amper ss im Feld t aus dem gen Leiterw e stellen e verlusten z et [4]. Hier 10.000 h. asse H: Hi mme für ei zusätzliche er reduzier W/ m 2 K zw .0 g/ s notw g lässt sich en im Deta ge Verlust smethoden rombzw. f tekriterien u ermitteln re für den dschwäche m betrieb widerständ inen signif zusammen rzu wird ein Anders er kann ne ausen Wärren. Bei wischen wendig. h daher il unterleistung n ermitflussaboptiman. Diese Grundebereich bspunktden befikanten [13-15] n erwei- 209 tertes Eisenverlustmodell mit Hilfe von frequenz- und polarisationsabhängigen Messungen am Epsteinrahmen mit einem semi-physikalischen Ansatz parametriert. Die numerische Umsetzung ermöglicht es die Eisenverlustdichten innerhalb der Maschine mit einer hohen Auflösung zu berechnen und die höheren Harmonischen in den Flussdichten zu berücksichtigen [16]. Um die thermischen Eigenschaften des Motors gezielt untersuchen zu können, wird das Temperaturverhalten der Maschine in spezifischen Lastpunkten an einem Prüfstand vermessen. Die hier vorgestellten Lastpunkte sind so gewählt, dass in einem Fall (600 U/ min, ~170 Nm) hohe Kupferverluste (1040 W) und geringe Eisenverluste (95 W) eingetragen werden, im anderen Fall (2500 U/ min, ~160 Nm) werden sowohl hohe Kupfer- (1280 W) als auch Eisenverluste (655 W) eingetragen. Dabei wird der Strom temperaturunabhängig auf den bei 120 °C simulierten Werten geregelt. Generell sind Laufzeiten von über 2 h gewählt, um auch das Langzeitverhalten abzubilden. Dies erlaubt ein besseres Verständnis der verschiedenen Wärmeübergänge im Motor, welche sich über unterschiedliche Zeitspannen auf das thermische Verhalten auswirken. Zudem kann das Verhalten des Motors bei Kurzzeitüberlast und Dauerlast direkt beobachtet werden. Es sind insgesamt vier Thermoelemente im Wickelkopf, elf Thermoelemente am Gehäuse und zwei Thermoelemente im Rotor der Maschine platziert. Die Thermoelemente im Rotor werden über eine Rotortelemetrie ausgelesen. Zur Parametrisierung des thermischen Netzwerks müssen Leitfähigkeiten der Komponenten sowie Wärmeübergänge der elektrischen Maschine bekannt sein. Experimentelle Voruntersuchungen an motorspezifischen Probekörpern erlauben hier eine frühzeitige Ermittlung kritischer Parameter [2]. Weiterhin ist der Wärmeübertrag durch die induzierte Strömung der Motorinnenluft von entscheidender Bedeutung. Zwischen Rotor und Stator bilden sich drehzahlenabhängig Taylorwirbel aus, die nach [5] berechnet werden. Auch in axialer Richtung wird der Wärmeübertrag anhand von [5] ermittelt. Da der an den Motorenden induzierte Luftstrom in direktem Kontakt mit den inneren Wicklungssenden sowie der Welle steht, ist auch hier der Wärmeübergangkoeffizient entsprechend angenommen. Der Wärmeübergang zwischen Mantel und Kühlmittel ist wie in [2] dargestellt in Abhängigkeit des Massestroms mittels CFD Simulation (StarCCM+) berechnet. Aufgrund der geringen Erwärmung des Kühlwassers von circa 1.2 K bei 1 kW Wärmeeintrag und 12 L/ min Durchströmung ist der Übergangskoeffizient hier als konstant angenommen. 210 Die Umsetzung des thermischen Netzwerkes erfolgt in Matlab 2012b Simulink Simscape. Neben den Standardelementen thermischer Masse und thermischer Widerstand sind ebenfalls zeitlich variable Wärmeübergange implementiert. Als Solver ist ode23t (mod. Stiff/ Trapezoid) mit maximaler Schrittweite von 1 s gewählt. Die Längen der thermischen Widerstände ergeben sich aus den Abständen der Schwerpunkte der Massen untereinander, oder zum gekoppelten Wärmeübergang. Bei einfachen Elementen sind als Durchtrittsflächen die direkten Querschnittflächen gesetzt. Bei sich stark ändernden Flächen ergibt sich die Durchtrittsfläche aus der Summe der reziproken Querschnittsflächen unter Berücksichtigung der Wärmestromrichtung ähnlich der reziproken Addition von Widerständen. Eventuelle Korrekturen ergeben sich im Abgleich mit einem 2D-FEM Model (Abaqus) eines Schnittes der Maschine senkrecht zu Motorachse ( ). Da die angegebenen Materialparameter und Randbedingungen genau bekannt sind, kann hier das thermische Netzwerk auf seine physikalische Plausibilität überprüft werden. Die im Netzwerk durch die räumlichen Diskretisierung folgenden Abstände und sich räumlich ändernden Querschnittsflächen der Elemente spiegeln sich in den thermischen Widerständen zwischen den einzelnen Massen wider. Unter Berücksichtigung der Temperaturverteilung des FEM-Models werden, falls notwendig, händisch angepasst. Das aufgebaute 3D-Netzwerk wird mit experimentell aufgenommen Temperaturkurven abgeglichen. Dazu werden unter Berücksichtigung von Tabelle 1 nicht hinreichend bekannte, aber kritische Parameter durch eine händische Untersuchung eingegrenzt. Durch Minimierung des mittleren Fehlerquadrats zwischen gemessener und simulierter Rotorsowie Windungstemperatur werden die entsprechenden Werte weiter angepasst. Von besonderem Interesse sind thermischen Übergänge, welche sich über einen einfachen Zusammenhang in den Endtemperaturen der Komponenten niederschlagen. Betrachtet man den Gleichgewichtszustand des Motors, lässt sich die Temperatur einer Komponente nach aus einer Reihenschaltung der thermischen Übergänge zum Kühlmittel abschätzen. Die Variation eines Widerstandes mit hoher thermischer Leitfähigkeit wirkt sich dabei gering aus, während ein Widerstandes mit geringer Leitfähigkeiten für das System einen sensiblen Parameter darstellt. Wie aus Tabelle 1 ersichtlich ist beispielsweise der Wärmeübertrag zwischen den Kupferleitern und dem Statorblechpaket von besonderer Bedeutung für die Wicklungstemperaturen. Die Endtemperaturen im Rotor werden hingegen maßgeblich von der Wärmeabfuhr der Welle zwischen Rotor und Lager (Welle, axial) beeinflusst. Auch die Anordnung der Magnete führt zu einer Wärmetasche im Rotor mit ähnlich schlechter Wärmeabfuhr von 1 W/ K (Rotor, radial) hin zur Welle. 211 Wicke axial 76 Mant Kühlm 160 Zur Erm an die wärtsm und Dr sches und Ge Das Ve samtüb Summe ergebe tenen r elkopf W a 5 elmittel L R 4 mittlung de Traktions modell entw rehmomen Getriebe m eschwindig erhältnis a bersetzung e über Lu enden Besc reduzierten Windung ngular 4 - 90 uftspalt- Rotor - 9 er Überlast smaschine wickelt, we t-Profile a mit konsta gkeit in m us Getrieb g in U/ m z uft- und R chleunigun n Massentr Windun Stator 17 Rotor radial 1 - 5 tfähigkeit g zu bestim lches typis bbildet. Al nter Übers m/ s in direkt beübersetz zusammen Rollwiderst ng unter B rägheitsmo ng- Zah radi 37 Roto Wel 108 gilt es zunä mmen. Da sche Fahrv s Ansatz i setzung ge tem Zusam zung und R ngefasst. D tand, sow Berücksicht oments: hn al orlle 8 ächst die d azu ist in verhalten a ist ein für ewählt. So mmenhang Reifenumfa Das Drehmo ie der sic tigung des Stator radial 163 Welle radial 13 ynamische Matlab Sim auf zeitabh elektrische o stehen D g: ang ist hie oment e ch aus de s im Masse Stator Mante 261 Welle axial 1 en Anforde mulink ein hängige Dr e Fahrzeu Drehzahl erbei zu ein ergibt sich em Fahrve enfaktor el erungen n Rückrehzahlge typi- in U/ s ner Geaus der erhalten enthal- 212 Das Simulationsmodell basiert auf einem Fiat 500 mit einer Gesamtmasse von 1205 kg. Dies entspricht dem Leergewicht des Fahrzeugs zuzüglich des im Projekt als Range-Extender entwickelten Brennstoffzellensystems [17] und weiteren 75 kg Zuladung mit Zusatzmasse . Das Fahrverhalten wird beispielhaft durch eine Folge aus den Artemis-Fahrzyklen und gefolgt von sieben -Zyklen abgebildet. Eine Folge der Zyklen Artemis , und sowie das sich ergebende Lastverhalten ist in und dargestellt. Für eine Übersetzung von = 1.8 U/ m deckt die zeitabhängige Last das durch die elektromagnetische und mechanische Auslegung begrenzte Motorkennfeld im unteren Drehzahlbereich weitgehend ab. Momente über 300 Nm sind nicht gefordert. Einzig negative Beschleunigungen können zu Spitzenmomenten außerhalb des Motorkennfeldes führen und sind daher anteilig durch die Fahrzeugbremsen abzufangen. Weiterhin zeigt die sich aus dem Fahrwiderstand ergebende Drehmomentkurve für Konstantfahrt an, dass eine Maximaldrehzahl von 6000 U/ min entsprechend einer Geschwindigkeit von 200 km/ h erreicht werden kann. Im vorliegenden Paper wurde die thermische Analyse einer PMSM anhand eines thermischen Netzwerks vorgestellt. Als Teil einer Toolchain lassen sich anhand des thermische 3D-Netzwerks mit geringen rechenaufwand Aussagen über das Temperaturverhalten einer elektrischen Maschine unter wechselnder Last ableiten. Die Einbeziehung der Wärmeübergänge über die Motorinnenluft sowie die segmentierte Darstellung der Komponenten erlauben dabei eine realitätsnahe Bild der Maschine. Dies wurde durch experimentelle Untersuchungen bestätigt. Auf Grundlage des thermischen Netzwerks wurde die thermische Last für verschiedene Fahrzyklen untersucht und es wurde gezeigt, dass bei gegebener Kühlung die zulässige Spitzenlast deutlich erhöht werden kann. Trotz erhöhter thermischer Last lässt sich die Kühlung zudem effizienter dimensionieren. Wie durch eine einfache Modifikation des Netzwerks nahgelegt wird, kann bei gegebenem Fahrzeug und Fahrverhalten sogar eine Kühlung über die Motorinnenluft ausreichend sein. Weiterhin folgt aus den Untersuchungen, dass die Übersetzung zwischen Motor und Straße ein Teil der thermischen Auslegung ist. Durch eine Variation der Übersetzung lassen sich die zyklenabhängigen thermischen Verluste selbst optimieren. Zukünftig soll das thermische Netzwerk dahingehend weiterentwickelt werden, auch das Design der lasttragenden Komponenten des Motors selbst zu skalieren. Damit ließe die vorgestellte Toolchain letztlich nach Festlegung eines grundlegenden Konzepts eine automaische Optimierung des Motordesign nach multiplen Gesichtspunkten zu. 213 Das diesem Bericht zugrundeliegende Vorhaben wurde mit Mitteln des Bundesministeriums für Wirtschaft und Technologie unter dem Förderkennzeichen 1MY12006A gefördert. Die Verantwortung für den Inhalt dieser Veröffentlichung liegt beim Autor. [1] A. Boglietti (2009). Evolution and Modern Approaches for Thermal Analysis of Electrical Machines, IEEE Transactions on Industrial Electronics 56(3): 871-882. [2] M. Baydoun, M. Hüske, M. Stemmer, C. Yang, A. Ruf, T. Plum (2015). Modelling and Simulation-Based Optimization of Electric Machines, 2015 CTI [3] P. Mellor, D. Roberts, D. Turner (1991). 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[8] DIN EN 60216-2: 2006-04: Elektroisolierstoffe - Eigenschaften hinsichtlich des thermischen Langzeitverhaltens - Teil 2: Leitfaden zur Bestimmung thermischer Langzeiteigenschaften von Elektroisolierstoffen - Auswahl der Prüfmerkmale (IEC 60216-2: 2005); Deutsche Fassung EN 60216-2: 2005. [9] W. Büssing (1942). Beiträge zum Lebensdauergesetz elektrischer Maschinen, Archiv für Elektrotechnik, 36(12): 333-361. [10] T. W. Dakin (1948). Electrical Insulation Deterioration Treated as a Chemical Rate Phenomenon, Transactions of the American Institute of Electrical Engineers 67(1): 113-122. 214 [11] A. Ruf, A. Thul, S. Steentjes, K. Hameyer (2015). Loss minimizing control strategy for electrical machines considering iron loss distribution, IEEE International Electric Machines and Drives Conference (IEMDC): 974-980. [12] R. De Doncker, D. Pulle, A. Veltman (2010). Advanced Electrical Drives: Analysis, Modeling, Control, Springer. [13] G. Bertotti (1998). 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The compressor unit consists of a compression unit, electric motor and power electronics within a common housing. The motivation for introduction of 48V technology in automotive is driven by governmental regulation of 95g/ km CO2 emission. A list of energy saving modes and therefore CO2 emission reduction potential is shown, which is suitable for 48V technology. The ratio of advantages with 48V technology (mild hybrid) and the cost of this technology make it suitable for high volume. The demand for electric driven compressors will increase in the future based on governmental laws, requests for higher comfort and the general technical trend in the automotive business. An overview on the driving forces is given. The compressor unit developed by Brose is designed first of all for chemical refrigerant R-1234yf but the natural refrigerant R-744 (CO2) is also being pursued. The compressor applies scroll technology for the compression unit, which is the most optimal combination of packaging, energy efficiency, and costs. Brose’s “powertrain”, which consist of motor and power electronics is designed for compactness as well as high energy efficiency at an affordable price. Zurzeit entwickelt Brose einen elektrischen Kältemittelverdichter für die Fahrzeugklimatisierung. Dabei wird das 48V Bordnetz mit berücksichtigt. Das gesamte Verdichter-Aggregat ist aus einer Verdichtereinheit, einem Elektromotor und einer Leistungselektronik aufgebaut, die in einem gemeinsamen Gehäuse untergebracht werden. Maßgeblich bedingt durch gesetzliche Bestimmungen und steigenden Komfortanspruch, wird der Markt für elektrische Kältemittelverdichter in Zukunft größer werden. Weitere Gründe, die für die Einführung solcher Systeme sprechen, werden im Verlauf dieses Artikels aufgezeigt werden. Die Motivation hinter der Einführung der 48V Technik, ist die gesetzliche Regelung der 95g/ km Grenze für die CO2 Flottenemission der europäischen Automobilhersteller. 48V ermöglicht die Konzeption verschiedener neuer Systeme bzw. führt dazu, dass bereits vorhandene Geräte effizienter arbeiten. Dadurch wird eine Verringerung des CO2 Ausstoßes möglich. Ein kurzer Überblick über solche Systeme wird im Folgenden gegeben werden. Die Vorteile der 48V Technologie und die damit verbunden 216 Kosten stehen in einem ausgewogenen Verhältnis, was wiederum Marktpotenzial für große Volumen aufzeigt. Allgemein wird die Brose-Verdichtereinheit für das Kältemittel R1234yf ausgelegt. Eine Verwendung des „natürlichen“ Kältemittel R-744 (CO2) wird jedoch ebenfalls weiter verfolgt. Der Verdichter selbst verwendet die Scroll-Technologie. Diese bietet die beste Kombination aus Packaging, Wirkungsgrad und Kosten. Der Antrieb des Verdichters, der aus Elektromotor und Leistungselektronik besteht, ist auf Kompaktheit und einen hohe Wirkungsgrad bei niedrigen Kosten ausgelegt. Die traditionelle Hauptaufgabe einer Fahrzeugklimaanlage ist es, die Luft in der Fahrgastzelle auf eine für den Fahrer und die Passagiere angenehme Temperatur zu kühlen. Um dies zu bewerkstelligen, besteht sie im Grunde aus 5 Hauptkomponenten (Bild 1), die zusammen einen geschlossenen Kreislauf bilden, der mit einem Kältemittel gefüllt ist. Eine dieser Komponenten ist der sogenannter Verdampfer, der als fahrzeugseitiger Wärmetauscher fungiert. Dementsprechend ist er direkt am Innenraum montiert. Des Weiteren wird ein Kompressor benötigt. Dieser ist bei Fahrzeugen mit konventionellen Verbrennungsmotoren über einen Riemen direkt vom Motor angetrieben. Dieser Riemenantrieb kann vergleichsweise einfach durch einen Elektromotor ersetzt werden. Daraus ergeben sich verschiedene Vorteile, auf die im weiteren Verlauf dieses Texts, noch genauer eingegangen wird. 217 Der Verdichter erhöht den Druck im Kältemittel und damit auch dessen Temperatur. Dies ist nötig, um die im Verdampfer aufgenommene Wärme im Kondensator wieder abgeben zu können. Der Kondensator ist zusammen mit dem Motorkühler an der Front des Fahrzeugs angebracht. Die Hoch- und Niederdruckseite des Klimakreislaufs sind durch ein Expansionsventil voneinander getrennt. In modernen Klimaanlagen findet man häufig mehrere Verdampfer, zum einen, um eine Mehrzonenklimatisierung zu realisieren und zum anderen, um die Batterien in Elektro-und Hybridfahrzeugen zu kühlen. Außerdem ist es möglich, den Kältekreislauf als Wärmepumpe zu verwenden, um den Innenraum im Winter effizient zu heizen. Dies ist vorallem bei elektrisch getriebenen Fahrzeugen sinnvoll, da diesen keine oder nur eine geringe Motorabwärme zur Verfügung steht. Die Wärmepumpenfunktion kann durch ein verhältnismäßig einfaches 4-Wege-Ventil im System realisiert werden. Durch die Kombination von Kühlen, Heizen, Mehrzonenklimatisierung und Batterietemperierung erhöht sich entsprechend die Komplexität des gesamten Thermomanagements im Fahrzeug. Weiterführend wird durch eine Klimaanlage auch noch eine Entfeuchtung des Innenraums gewährleistet, um zum Beispiel im Frühling und Herbst ein Beschlagen der Frontscheibe zu vermeiden und somit für freie Sicht zu sorgen. Als Kältemittel werden in der Regel halogenierte Kohlenwasserstoffverbindungen eingesetzt. Mitte der 1930er Jahre wurde als erstes chemisches Kältemittel R12 einführt. Aufgrund seines hohen Ozon-Abbau-Potenzials wurde dieses, neben anderen Treibhausgasen, Anfang der 1990er Jahre verboten und hauptsächlich durch das Mittel R-134a ersetzt. R-134a wiederum wurde vor kurzem wegen seines zu hohen globalen Treibhauspotenzials auch in Neufahrzeugen verboten. Daher wird heute meist R-1234yf verwendet. Es erfüllt die Anforderungen des Ozonabbau- und Treibhauspotenzials, aber im Fall von Feuer entsteht ätzende Flusssäure und deshalb ist es derzeit stark umstritten. Der augenscheinlich einzige Ersatz, der alle Umwelt-und Sicherheitsanforderungen erfüllt und dabei sowohl in Klimaanlagen als auch in Wärmepumpen verwendet werden kann, ist das Kältemittel R-744 (CO2). CO2-Klimaanlagen in Kraftfahrzeugen werden daher seit einigen Jahren kontinuierlich weiterentwickelt und werden hinsichtlich ihrer praktischen Verwendbarkeit geprüft. Ein typischer elektrisch angetriebener Kältemittelverdichter, kurz eKMV, besteht aus einer Leistungselektronik-, einem Elektromotor- und einer Verdichter-Einheit, welche in dem hier vorgestellten Ansatz als Scroll-Verdichter ausgeführt ist. 218 Bild 2 zeigt ein Gehäusekonzept eines solchen Verdichters mit der Position der obengenannten 3 Hauptkomponenten. Der Verdichterkopf (Pos. 3) verdichtet das Kältemittel. Der Motor (Pos. 2) ist von Kältemittel und Öl umgegeben. Im Gegensatz dazu ist die Elektronik( Pos. 1) von atmosphärischer Luft umgeben. Daher muss ein gasdichter Motoranschluss eingesetzt werden. Verdichtertyp Ölgeschmierter Scroll Max. Kühlleistung 8 kW (abhängig von PKW Größe) Max. Druck des Kältemittels 30 bar Eingangsleistung 6 kW (abhängig von PKW Größe) Motordrehzahl 800 to 8500 1/ min Motortyp Sensorlos Brushless DC Spannungsebene LV (48V) & HV (288V) Kommunikation LIN Öltyp PAG Aussendurchmesser 123 mm Länge 210 mm Gewicht 6,5 kg Der Motor und die Leistungselektronik werden durch das Kältemittel gekühlt, welches kontinuierlich auf der Saugseite des Verdichters eintritt. Die Temperatur des Kältemittels am Eintritt beträgt ungefähr 5 bis 10°C. Bis es den Verdichterkopf erreicht, kann es durch die elektrische Verlustleistung bis auf 40-50 °C erhitzt werden. Nach der Verdichtung darf das Gas eine maximale Temperatur von 165°C erreichen, wobei dies stark von den Betriebsbedingungen abhängt. Der Verdichter ist auf eine Lebensdauer von 13.000h ausgelegt. Hierbei sind alle Betriebsmodi (Kühlen, Heizen und Konditionierung) berücksichtigt. Von besonderer Wichtigkeit ist die elektromagnetische Verträglichkeit (EMV). Diese ist besonders bei 48V Anwendungen anspruchsvoll. 219 Es hat ungefähr 10 Jahre gedauert, seit dem Scheitern des 42 V Bordnetzes, bis die Idee einer höheren Bordnetzspannung im KFZ eine Wiederbelebung erfuhr. In den letzten 3-4 Jahren wird diese Technologie wieder intensiv verfolgt und weiterentwickelt. Die größten Unterschiede liegen darin, dass zum einen die Spannung nun auf 48 Volt festgelegt wurde, da dies die Spannung ist, bei der eine etwaige Überspannung immer noch unterhalb der 60V Berührschutzgrenze liegt. Zum andern soll das Standard 12V Netz erhalten bleiben und 48V nur für spezielle Verbraucher eingesetzt werden, die von einer höheren Spannung direkt profitieren können. Die Motivation zur Einführung eines 48V Bordnetzes ist die gesetzliche Bestimmung der EU, nach der die CO 2 Flottenemission der europäischen Autohersteller nicht mehr als 95g/ km betragen darf. Wenn dies nicht erreicht wird, müssen die Produzenten hohe Strafen zahlen. Es wird geschätzt dass alleine durch folgende Maßnahmen eine Reduzierung von bis zu 10% möglich ist: - Start-Stopp Automatik - Segeln - Rekuperation beim Bremsen - Boosten durch Elektromotor Dies würde die Kosten für die Umsetzung der 48V Technologie (Mild Hybrid) rechtfertigen. Auch bietet die 48V Technologie den Vorteil, dass sie Verbrauchern hoher Leistung ein Spannungsniveau bietet, welches die Lastströme in einen vertretbaren Bereich drückt und damit die leitungs- und schaltbedingten Verluste reduzieren hilft. Beispiele dafür sind - Kühlerlüfter-Module - Elektrischer Klimakompressor - Anlasser - Elektrischer Turbolader - Zusatzheizungen Durch den höheren Wirkungsgrad der Einzelkomponenten, wird auch die CO 2 Emission reduziert. Die Nachfrage von Elektro- und vor allem Hybridfahrzeugen steigt weltweit. Continental schätzt, dass 2025 rund 25% der neu zugelassenen Fahrzeuge Hybrid- oder Elektroautos sind ( Bild 3). Auch nimmt man an, dass die Hälfte der Fahrzeuge ein 48V Bordnetzt nutzen. Die Vorhersage sagt auch, dass bis 2020 bereits 4 Millionen Fahrzeuge die 48V Technik nutzten werden. 220 Die Nutzung eines eKMV, anstatt eines konventionellen Kältemittelverdichters im KFZ, ist getrieben durch gesetzliche Bestimmungen, erhöhten Komfortbedarf, technische Weiterentwicklung und allgemein neuen Anwendungen. A) Die gesetzlichen Bestimmungen zur Reduzierung des CO2 Ausstoßes von Fahrzeugen führen zur vermehrten Einführung von Start-Stopp-Automatik und dem Segeln-Modus in PKWs. Dabei ist der Verbrennungsmotor ausgeschaltet. Eine Klimatisierung ist in diesem Zeitraum nur möglich, wenn der Klimakompressor unabhängig vom Verbrennungsmotor betrieben werden kann. Dies ist bei elektrischen Klimakompressoren gegeben. B) Eine weitere gesetzliche Bestimmung ist, dass Verbrennungsmotoren nicht länger als notwendig im Stand betreiben werden dürfen. Dies betrifft vor allem LKW Fahrer, die beim Parken noch eine Klimatisierung der Fahrerkabine wünschen. Daher werden immer mehr LKW mit elektrisch getrieben Klimakompressoren ausgerüstet. C) In Fahrzeugen aus dem Premiumsegment wird das Interesse für Standklimatisierung größer. Der eKMV kann dies problemlos bedienen. D) Einige Automobilhersteller haben bereits einen riemenlosen Motor angekündigt. Dafür müssen alle Nebenaggregate, auch der Klimakompressor, durch Elektromotoren angetrieben werden. E) Lithium Akkumulatoren, die in Hybridfahrzeugen eingesetzt werden, müssen im Betrieb auf einer optimalen Temperatur gehalten werden, um Schaden zu 221 vermeiden und eine hohe Lebensdauer zu gewährleisten. Dies ist auch nötig, wenn der Verbrennungsmotor ausgeschaltet ist, oder das Fahrzeug an einer Ladestation geladen wird. Da der eKMV unabhängig vom Betriebszustand des Verbrennungsmotors betrieben werden kann, ist dies problemlos möglich. F) Ein Elektrofahrzeug benötigt ein System, um den Innenraum zu kühlen und zu heizen. Außerdem, wird ein System benötigt, um die Batterie während des Betriebs und des Ladens auf einer optimalen Betriebstemperatur zu halten. Ein elektrischer Kältemittelverdichter, ist das einzige System, das dies effizient leisten kann. G) Das Energiemanagement im Fahrzeug kann den elektrischen Kältemittelverdichter effizient regeln. Das ist bei einem konventionellen, riemengetriebenen Aggregat nicht ganz so einfach möglich. H) Die Scroll-Technologie eines eKMV erreicht einen besseren Wirkungsgrad als ein riemengetriebener Kolbenverdichter, der unter Teillast arbeitet. I) Der elektrische Kältemittelverdichter bietet eine höhere Flexibilität bei der Einbauposition als ein konventioneller Verdichter, da dieser unabhängig vom Verbrennungsmotor arbeitet. Der elektrische Kältemittelverdichter für die Klimaanalage im Fahrzeug wurde von Brose neu entwickelt. Wie zuvor bereits erwähnt, besteht er aus einer Verdichtereinheit und einem Antriebsstrang, der aus Elektronik und Motor besteht. Bei der Realisierung des Antriebskonzeptes für einen riemenlos ausgeführten Klimakompressor greift Brose auf die langjährige Erfahrung bei der Entwicklung und der automobilgerechten Fertigung von leistungsstarken elektromotorischen Antrieben zurück, die sich auch unter den rauen Umweltbedingungen eines in allen denkbaren Klimazonen eingesetzten Fahrzeugeinbaus bewähren. Im Folgenden werden die drei Hauptkomponenten des Verdichters vorgestellt und kurz erklärt. Der elektrische Kältemittelverdichter, den Brose entwickelt, wird nach dem Scrollprinzip aufgebaut sein. Andere Verdichterbauarten wie der Kolben- oder Flügelzellenverdichter, besitzen einen oder mehrere große Nachteile, so dass diese für diese Anwendung nicht geeignet sind. In stationären Anwendungen, wie kleinen Wärmepumpen und Klimageräten, ist der Scrollverdichter bereits häufig anzutreffen. Dabei sind Lebensdauern von bis zu 30.000h dort typisch. In automobilen Anwendungen mit Riemen ist trotzdem der Kolbenverdichter die vorherrschende Bauart. Der Hauptgrund ist, dass dieser, im Gegensatz zum Scrollverdichter, mit einem variablen Fördervolumen konstruiert werden 222 kann. Dadurch kann, trotz Riemenantrieb, die Kühlleistung reguliert werden. Beim Scrollverdichter, wird dies über die Drehzahl des Elektromotors erreicht. Das erste Patent zur Scroll-Technologie ist mehr als 100 Jahre alt und wurde von einem Franzosen eingereicht. In den folgenden Jahrzehnten, wurde der Scroll als Pumpe für Flüssigkeiten verwendet und seit den 1980er Jahren, als die CNC Technik sich etablierte, auch als Gasverdichter. Die CNC Technik ermöglichte Scrollschnecken mit sehr kleinen Toleranzen herzustellen, die für das Verdichten von Gasen erforderlich sind (z.B. Wandstärken +- 5 um). Bei zu groben Toleranzen ergeben sich schlechte Wirkungsgrade und ein unrunder Lauf. Das Bild 4 zeigt die Einzelteile der Scrollverdichterschnecke. Dabei gibt es jeweils einen orbitierenden Scroll und einen feststehenden Scroll. Auf der rechten Seite (Bild 4), ist das Arbeitsprinzip einer Scrollmaschine aufgezeigt. In der ersten Zeile wird der Ansaugprozess aufgezeigt, dieser wird innerhalb von einer Wellenumdrehung vollzogen. Dabei wird das Gas, über den Einlassquerschnitt (ein gegenüberliegendes Paar) von außen angesaugt. Bei der nächsten Umdrehung (zweiter Reihe) wird das Gasvolumen komprimiert und somit der Druck im Gas erhöht. Während der letzten Umdrehung verlässt das Gas den Kompressionsraum durch ein Loch in der Mitte des Scroll. h 223 * Brose hat verschiedene Scroll Profile untersucht, um den Verdichtungsprozess im Vergleich zu üblichen Designs zu optimieren. Das Ziel der Optimierung war, den Wirkungsgrad zu verbessern und den Bauraum des Verdichters zu verkleinern. Das Scroll Profil, das in Bild 5 dargestellt ist, ist für das Kältemittel R-744 ausgelegt. Die mathematischen Gleichungen und der Ablauf der Konstruktion lassen sich aber auf alle Arten von Kältemittel anwenden. Das von Brose entwickelte Profil ist gegenüber herkömmlichen Profilen verkürzt und erlaubt eine Durchmesserverkleinerung um bis zu 7%. Dabei bleiben Kompressionsvolumen und Kühlleistung unverändert. Des Weiteren ist beim Brose-Profil der Strömungsquerschnitt des Einlasses größer. Dies verringert die Verluste durch unvollständige Füllung der Saugräume und erhöht somit den volumetrischen Wirkungsgrad. Ein großer Vorteil des Brose-Scrolls ist, dass der Druckanstieg innerhalb der Verdichterräume schneller vonstattengeht. Dies sorgt für eine geringere innere Gasleckage. Damit gehen ein höherer Wirkungsgrad und eine geringere Temperatur des Gases am Auslass einher. Auch ist der Druckabfall am Ende des Auslassvorgangs (Siehe Bild 6„Seal off“) geringer. Durch diesen verringerten Druckabfall, ergibt sich ein gleichförmigerer Drehmomentverlauf an der Welle und somit auch allgemein ein günstiges Verhalten bezüglich Schwingungen. Weiterhin trägt auch die längere Auslassventilöffnungszeit, zu einer kleineren Druckpulsation bei. Zusammengefasst zeigt das Brose-Scrollprofil einige herausragende Eigenschaften, welche insgesamt zu einem besseren Verdichterkonzept führen, als derzeit auf dem Markt verfügbar sind. 224 Bei der Elektrifizierung des Klimakompressors hat Brose konsequent auf einen elektronisch kommutierten Motor gesetzt. Diese Motoren haben in kleineren Leistungsklassen bei Brose bereits Tradition und verrichten Ihre Arbeit in Millionen von Kühlerlüfter Gebläsen und Lenkungssystemen im Fahrzeugmotorraum zuverlässig und ausfallsfrei während einer gesamten Fahrzeuglebensdauer. Auch in der Leistungsklasse von 6kW, wie sie bei der Realisierung einer hochwertigen Klimatisierung erforderlich ist, vertraut Brose auf Motoren dieser Bauart. Durch den Wegfall eines mechanischen Kommutators und der damit einhergehenden berührungslosen Steuerung, entsteht ein Antrieb mit hoher Zuverlässigkeit und Lebensdauer. Der Motor bietet zudem, dank einer präzisen Abstimmung des magnetischen Kreises, einen sehr guten Wirkungsgrad. Eine Vielzahl von Topologien von bürstenlosen Motoren wurde untersucht. Asynchronmaschinen, Reluktanzmaschinen, Permanentmagnet-assistierte-Reluktanzmaschinen und fremd- oder permanenterregte Synchronmaschinen. Bei einer P-SM ergeben sich hinsichtlich Bauraum, Materialeffizienz und Wirkungsgrad in Summe Vorteile gegenüber den anderen Topologien. Ein von Brose verfolgtes Konzept sieht daher vor, den Antrieb, d.h. Motor und Elektronik, mit bewährter klassischer Fertigungs-Technologie herzustellen. Brose verfügt hier über größtes Know-how und Erfahrung. Man erhält einen elektrisch, mechanisch und physikalisch prüfbaren Antrieb. Vorteile des modularen Ansatzes: Die Funktionstrennung von Antrieb und KM- Verdichtung auch mechanisch über einfache Schnittstellen auszuführen erlaubt es, Synergien zu nutzen, schneller und effektiver zu entwickeln, Varianten einfacher und kostengünstiger umzusetzen. Neben diesen Fragen der mechanischen Integration des Motors auf der einen Seite des Verdichterkopfes und auf der anderen Seite der Elektronik, gibt es die elektrische Kontaktierung bzw. den elektromagnetischen Kreis, als 2. Schnittstellen-Schwerpunkt des Motors. Die Hauptaufgabe eines Elektromotors ist die Wandlung von elektrischer in mechanische Leistung, also Strom und Spannung in Drehmoment und Drehzahl und das mit einem möglichst hohen Wirkungsgrad. Die Verluste in Antrieb, Elektronik und Motor führen zu Erwärmung. Wird die Wärme nicht abgeführt, oder der Antrieb abgeregelt, kommt es zur Überhitzung und thermischem Versagen von Elektronik- oder Motorkomponenten. D.h. nur weil beim eKMV der Antrieb, d.h. Motor und Elektronik durch das Sauggas mit gekühlt werden, sind überhaupt die kleinen Abmessungen und Gewichte des Antriebs möglich. Kleine Abmessungen bedeuten weniger Material und weniger Kosten. Der Nachteil der Sauggaserwärmung vor dem Verdichter ist zwar schlecht für den Verdichterwirkungsgrad, wird aber als Kompromiss in Kauf genommen. Ein hoher 225 Antriebs-Wirkungsgrad ist demnach wichtig, denn er reduziert die abzuführende Abwärme, erhöht den Gesamtwirkungsgrad und damit auch die Lebensdauer der Antriebskomponenten. Die Unterschiede zwischen einem Hochvolt- und Hochstrom- (48V) Antrieb sind wie zwei Extrema. Bei Hochvolt hat man viele Windungen und dünne Drähte. Hier 7 Wickellagen. Bei Hochstrom hat man wenig Windungen und dicke Drähte. Hier 2 Wickellagen. Hochvolttechnologie ist bekannter Stand der Technik. Es gibt ausreichend Halbleiter und bewährte Wickeltechnologien. Allerdings auch viele Wickellagen (Bild 7), was hohe Wickelköpfe und damit Bauraum erfordert. Weiterhin tragen diese Wickelköpfe nicht zur Drehmomentbildung bei und sind de facto nur ohmsche Verluste. Bei 48V und damit Hochstrom steht man vor einer Reihe anderer und neuer Herausforderungen. Z.B: Halbleiterverfügbarkeit, Verbindungstechnik, aber auch Wickeltechnik. Wie stellt man eine Wicklung mit 3,5mm Cu-Draht, 5 Windungen und 2 Lagen her? Brose verwendet seit 2006 eine Spulenwickeltechnik, die es erlaubt, große, runde wie auch rechteckige Drahtquerschnitte ohne Drahtbeschädigungen zu wickeln. Weiterhin ist neben der Vermeidung von Drahtbeschädigungen ein höherer Kupferfüllfaktor möglich, da auch Drahtkreuzungen in der Nut technisch vermieden werden. Dies bewirkt einen höheren Wirkungsgrad und damit mehr Leistung, einen kürzeren Motor bzw. weniger Materialkosten. Um den Füllfaktor und die damit verbundenen Vorteile weiter zu nutzen wurde die s.g. gebaute Wicklung weiter entwickelt. Zentrales Ziel ist Wirkungsgrad zu steigern, was sich auf verschiedene Art und Weise nutzen lässt. Neben der gebauten Wicklung (Brose) gibt es weitere technologische Ansätze z.B. von Fraunhofer s.g. gegossene Spulen mit gleichem bauraumtechnischem Ansatz. 226 Die Bilder zeigen, dass man durch Flachleiter den Füllfaktor signifikant erhöhen und damit zunächst einmal geringeren Widerstand bei gleicher Nut-Geometrie herstellen kann. Mit einem höheren Wirkungsgrad bedingt durch einen höheren Füllfaktor ergeben sich folgende prinzipielle Möglichkeiten. Im Fall 1 erreicht man im Feldschwächebereich der Motorkennlinie mehr Leistung bzw. benötigt weniger Phasenspannung bei gleicher Leistung. Im Fall 2 kann man auf gleichem Bauraum bei gleichem Wicklungswiderstand mehr Windungen unterbringen und damit das maximale Drehmoment, bzw. das Drehmoment im Grunddrehzahlbereich erhöhen. Im Fall 3 nutzt man den hohen Füllfaktor, bzw. die Packungsdichte der einzelnen Leiter so, dass man den nicht mehr benötigten Wicklungsbauraum für eine Erhöhung des Statorinnendurchmessers verwendet. Damit steigt zunächst das Drehmoment, wird jedoch auf den alten Wert durch eine axiale Verkürzung des Motors kompensiert. Dies führt erneut zu einer Reduzierung des elektrischen Widerstandes, so dass Fall 1 Fall 2 Fall 3 227 man nach einigen Iterationen die gleiche Kennlinie mit einem ca. 20% kürzeren Motor und damit einen Material-Kosten-günstigen Motor erreicht. Aufgrund einer Wicklungs-Lage sind die Wickelköpfe bedingt prinzipiell sehr kurz und das hat generelle Vorteile für die axiale Länge des Motors. Weiterhin kann man das EMV System aus Antrieb, Elektronik und Motor durch die gebaute Motor-Wicklung definiert verstimmen und vermeidet Aufwand für anderweitige elektronische Kompensation oder Abschirmung. Für die Ansteuerung schlägt Brose einen neuen Weg ein, bei dem sich eine ambitionierte Leistungsdichte mit innovativer Nutzung des magnetischen Kreises und einer intelligenten Entstör-Philosophie vereinen. Eine digitalschaltende Hochleistungsendstufe steuert den Motor in einer Weise an, die ein Höchstmaß an Effizienz und kultiviert kraftvollem Lauf erlaubt. Das Schaltverfahren reduziert die Verluste in den Leistungshalbleitern und bildet mithilfe einer Pulsweitenmodulation einen quasianalogen Spannungsverlauf ab. Dadurch baut sich das Nutzmoment gleichmäßig und weitgehend frei von störenden Geräuschen auf. Das schont die Lagerung des Motors, die Dichtflächen des Kompressors und verbessert die Lebensdauer des Systems. Durch eine spezielle Regelung wird gewährleistet, dass die vorhandenen und erzeugten magnetischen Felder im Motor eine zu jedem Zeitpunkt optimale Leistungsfreisetzung ermöglichen. Eine besondere Schaltungstechnik reduziert dabei die fließende Wechselstrombelastung derart, dass sich ein großer Teil der sonst erforderlichen Zwischenkreis- Kondensatoren einsparen lässt. Das entlastet selbstverständlich das Bordnetz des Fahrzeuges und vermindert störende Abstrahlungen und vagabundierende Ausgleichsströme. Der geschickt genutzte Bauraum erlaubt den Einsatz hochwirksamer EMV Filter, deren Größe einer vollständigen Integration in das Klimaaggregat bislang entgegen stand. Die neu gewählte Umrichter Struktur sorgt für eine gleichmäßige Verteilung des Laststroms und ermöglicht eine höchst wirtschaftliche Ausnutzung der eingesetzten Dickkupfer-Multilayer-Leiterplatte. Es können bei gleicher Leistung, Leiterplatten mit geringerer Lagenzahl als sonst gebräuchlich verwendet werden. Die Auslegung der Brose Klimakompressor-Elektronik weist neben strukturellen auch technologische Vorteile auf, die das Kühlen der Leistungshalbleiter erleichtern und damit eine beispielhaft kompakte Lösung erlauben. Durch eine geschickte Anordnung werden spezielle Vorkehrungen zur Verbesserung der Wärmeleitung auf der Leiterplatte überflüssig. Der gewonnene Bauraum kommt der Zuverlässigkeit und der Montagefreundlichkeit zu Gute. 228 Zurzeit zeichnen sich wachsende Verkaufszahlen von Hybrid und Elektrofahrzeugen ab. Diese Entwicklung wird den elektrischen Kältemittelverdichter unabdingbar machen, um die Fahrgastzelle zu kühlen und zu heizen. Zusätzlich wird dieser für die Temperierung der Batterie benötigt. Des weiteren sind Verbrennungsmotoren ohne Riemen in Entwicklung, sodass auch dort elektrisch angetriebene Nebenaggregate notwendig werden. Daraus folgt, das die Elektrifizierung des Antriebsstrang und anderer mechanischer Komponenten ein wachsender Markt ist. Brose ist überzeugt, dass der eKMV für Fahrzeugklimaanlagen mit Hilfe der neuen Technolgien und Lösungen von Brose, sowohl energieals auch kosteneffizent realisiert werden kann. Es gibt mehrere Entwicklungen, die voraussichtlich zum Patent angemeldet werden können. 229 Stefan Bartusch, Thomas Götze, Norbert Michalke, Uwe Schuffenhauer The AUDI AG develops together with subcontractors mild hybrid systems with 12 V belt-driven starter generators based on in series established claw pole machines. (see presentation of Johannes Gehrmann). To be able to estimate the influence of 12 V of belt-driven starter generator on the vehicle electrical system and the power train in the course of the development early, an enough exact simulation of this overall system is necessary. Besides, particular importance comes up to the machine model. In the machine there are combined permanent magnets with an electrical excitation. The excitation is extremely variable and the machine is pushed at the start until extreme saturation. Load operation points must be calculated and simulated up to the fivefold nominal current. A complete calculation of the model parameters at all operation points by means of the 3D-FEM is very time-consuming because of the variable excitement in contrast to the classical permanent excited synchronous machines. In this contribution solutions are introduced to derive analytically the operational behaviour of the starter generator, to provide parameter sets for the simulation models by means of numerical calculations and to verify some operation points of the magnetic circuit with 2D/ 3D-FEM. Another interesting approach is to abstain from the conventional parameter determination completely, but instead to model the machine with the help of the electric and magnetic domain of the simulation program PLECS-Blockset ® in MATLAB-Simulink ® directly. The results of three approaches (FEM / analytic parameter determination / PLECS ® modelling) are opposed and the advantages and disadvantages are discussed. Die AUDI AG entwickelt gemeinsam mit Zulieferfirmen Mildhybridsysteme mit 12V Riemen-Starter-Generatoren auf Basis der in Serie etablierten Klauenpolmaschinen. (siehe Vortrag von Johannes Gehrmann). Um im Verlauf der Entwicklung frühzeitig den Einfluss des 12 V Riemen-Starter- Generators auf das Bordnetz und den Antriebsstrang beurteilen zu können, ist eine hinreichend genaue Simulation dieses Gesamtsystems notwendig. Besondere Bedeutung kommt dabei dem Maschinenmodell zu. In der Maschine sind Permanentmagneten mit elektrischer Erregung kombiniert. Die Erregung ist äußerst variabel und die Maschine wird beim Start bis in die extreme Sättigung betrieben. Es müssen Belastungen bis zum fünffachen Nennstrom berechnet und simuliert werden. 230 Eine komplette Berechnung der Modellparameter über alle Betriebspunkte mit Hilfe einer 3D-FEM ist durch die variable Erregung im Gegensatz zur klassischen permanent erregten Synchronmaschinen sehr zeitaufwendig. In dem Beitrag werden Wege vorgestellt, das Betriebsverhalten des Starter- Generators analytisch abzuleiten, mittels numerischer Berechnungen Parametersätze für die Simulationsmodelle zu erstellen und einige Betriebspunkte des magnetischen Kreises mit 2D/ 3D-FEM zu verifizieren. Ein weiterer interessanter Ansatz ist, auf die herkömmliche Parameterbestimmung komplett zu verzichten, sondern stattdessen die Maschine mit Hilfe der elektrischen und magnetischen Domäne des Simulationsprogramms plecs-Blockset ® in MATLAB- SIMULINK ® direkt zu modellieren. Die Ergebnisse der drei Ansätze (FEM / analytische Parameterbestimmung / plecs- Modellierung) werden gegenübergestellt und die Vor- und Nachteile diskutiert. Die AUDI AG entwickelt gemeinsam mit Zulieferfirmen Mildhybridsysteme mit 12 V Riemen-Starter-Generatoren auf Basis der in Serie etablierten Klauenpolmaschinen. Diese Maschinen sind über Jahrzehnte für den Einsatz als Generator (Lichtmaschine) optimiert worden. Eine der letzten Innovationen war der Ersatz der Gleichrichterdioden durch MOSFET-Transistoren als Synchrongleichrichter um den Wirkungsgrad um mehr als 8% zu verbessern. Diese MOSFETS ermöglichen bei geeigneter Steuerung aber auch einen motorischen Betrieb der Maschine und damit die Anwendung als Starter. Diese neue Anwendung führt zu zusätzlichen Anforderungen und Optimierungszielen. Um im Verlauf der Entwicklung frühzeitig den Einfluß des 12V Riemen-Starter- Generators auf das Bordnetz und den Antriebsstrang beurteilen zu können, ist eine hinreichend genaue Simulation dieses Gesamtsystems notwendig. Interessant ist vor allem die Frage, welche Maschinenströme in einem vorgegebenen Drehzahl-Drehmoment-Arbeitspunkt fließen und welche Verlustleistungen dabei auftreten, da die Gesamtleistung vom Bordnetz aufgebracht werden muss. Zur Vermeidung unzulässig tiefer Spannungseinbrüche und zur Applikation der komfortrelevanten Verbraucher auf die zulässigen Spannungseinbrüche ist also eine Optimierung des 12V RSG auf minimale Aufnahmeleistung notwendig. Das theoretische Minimum der Leistung, ohne Berücksichtigung der Reib-, Eisen- und Erregerverluste ist: ph m V mech batt R k M M n P P P 2 3 2 (1) Damit wird der Einfluss des Wicklungswiderstandes und der Momentkonstante der Maschine ersichtlich. Mit der Simulation möchte man das Betriebsverhalten von bekannten Maschinen unter verschieden Randbedingungen untersuchen und außerdem den Einfluss von kleineren Bauraumänderungen in Länge und Durchmesser auf das Betriebsverhalten abschätzen können, ehe die Maschine vom Lieferanten komplett durchkonstruiert ist und eventuell schon Muster vorliegen. 231 Für Systemsimulationen wird bei der AUDI AG vorzugsweise das Programmsystem MATLAB-Simulink ® verwendet. Deshalb bestand der Wunsch, die Bordnetzsimulation ebenfalls in dieser Umgebung ausführen zu können. Dieses Programmsystem wurde noch um die Toolbox PLECS-Blockset ® der Fa. Plexim erweitert, da diese die einfache Erweiterung von Simulink ® -Modellen um elektrische Netzwerke, mechanische Komponenten und magnetische Kreise ermöglicht. Die Parametereingabe und die Berechnung aller Größen, die die Modelle als Parameter oder Startwerte benötigen, erfolgt im MATLAB ® über eine parameter.m-Datei. In Simulink ® werden Testumgebung, Sollwertvorgaben, Regelung, Steuerung, PWM, Messwerterfassung sowie der erste Teil des Maschinenmodells abgebildet. Mit Hilfe von PLECS-Blockset ® werden innerhalb des Simulink-Modells die Schaltungen von Bordnetz und Wechselrichter sowie ein zweiter Teil des Maschinenmodells abgebildet. Die Testumgebung ermöglicht die Auswahl der Betriebsarten (Generatorbetrieb, Startbetrieb), Vorgaben des Drehzahlverlaufes und speichert die Ergebnisse. Die Klauenpolmaschine wird in zwei Teilen modelliert, ein Feldmodell in Simulink und der Ständer- und Läuferkreis in PLECS ® . Die Bordnetzschaltung wird sinnvoller Weise in PLECS-Blockset ® modelliert und besteht im einfachsten Fall aus einer Spannungsquelle (Batterie) und den Zuleitungen und kann je nach Fragestellung beliebig genau an die Gegebenheiten im Fahrzeug angepasst werden. Das trifft auch auf den Wechselrichter zu. Im einfachsten Fall ist das ein B6-MOSFET-Wechselrichter mit Zwischenkreiskondensator. Die Klauenpolmaschine wird in zwei Teilen modelliert. Es handelt sich um ein Grundwellenmodell in Feldkoordinaten. Im ersten Teil werden in Simulink die Gleichungen des Feldmodells hinterlegt und die Feldkomponenten Psi_d und Psi_q des Ständerfeldes als Funktion von Erregerstrom und den Ständerstromkomponenten I_d und I_q berechnet. Anschließend wird daraus die in den Ständerwicklungen induzierte Spannung berechnet und an die gesteuerten Spannungsquellen des Maschinenmodells in PLECS ® ausgegeben Im zweiten Teil in PLECS ® wird ein elektrisches Ersatzschaltbild in den Schaltplan von Bordnetz und Wechselrichter eingefügt, bestehend aus den Ständerkomponen- 232 ten Ständerwiderstand, Ständerstreuinduktivität und induzierter Spannung (EMK) sowie dem Läuferkreis mit Erregerwicklungswiderstand und Induktivität. Kernkomponente des Maschinenmodells ist das Feldmodell, das die elektromagnetischen Verhältnisse in der Maschine abbildet und neben den Ständerwiderständen wesentlich die Eigenschaften der Maschine bestimmt. Für dieses Modell gibt es verschieden Ansätze zur Realisierung und Parametrierung. Welchen man wählt, hängt von den zum jeweiligen Projektzeitpunkt verfügbaren Daten ab. Die einfachste Variante des Feldmodells ist die Realisierung als dreidimensionale Matrix (Psi d , Psi q ) = f(I err , I d , I q ) in einem 3D-Look-up-Table. 233 Dazu müssen die die Flusswerte als Stützstellen vorliegen. Diese werden üblicher Weise aus einer stationären FEM-Rechnung gewonnen. Da die Erregung variabel ist, vervielfacht sich der Rechenaufwand gegenüber der Berechnung von permanent erregten Synchronmaschinen. Da die Klauenpolmaschine im Startbetrieb bis in die hohe Sättigung getrieben wird und die Maschine eine komplizierte dreidimensionale Struktur besitzt, ist für eine hohe Genauigkeit der Rechenergebnisse eine 3D-FEM- Rechnung angebracht. Diese Rechnung kann vom Lieferanten, der die Maschine entwickelt, ausgeführt werden. Für den Anwender der Maschine (AUDI) ist das viel zu aufwendig. Ist von der Maschine schon ein Prototyp verfügbar, lassen sich die Flusswerte messtechnisch am Prüfstand bestimmen. Dazu werden mit einem Hochstrom-MOSFET- Wechselrichter die Ständerstromkomponenten sowie der Erregerstrom eingeprägt und die induzierten Komponenten der Ständer-EMK gemessen. Daraus lassen sich die Flußkomponenten berechnen. Fehlereinflüsse können durch die Spannungsabfälle über den Wicklungswiderständen zustande kommen. Diese Spannungsabfälle sind bei Maximalstrom ungefähr so groß wie die EMK. Die Wicklungswiderstände ändern sich bei hoher Überlast im Messintervall merklich, da die Verlustleistung in der Ständerwicklung die Wicklung adiabatisch erwärmt. Bei einem Wicklungsquerschnitt der Ständerwicklung von 5,7 mm 2 und einem Spitzenwert des Phasenstromes von 500 A erwärmt sich die Wicklung um 192 K/ s. Das heißt, dass die Messzeit nur wenige 100 ms betragen darf, damit die Ständerwicklung nicht überhitzt wird. Nutzt man einen der 6 parallelen Drähte als Messwicklung, reduziert sich zwar der Querschnitt der Ständerwicklung, die Erwärmung steigt auf 280 K/ s und die Messzeit muss weiter reduziert werden aber der Spannungsabfall über dem Ständerwiderstand verfälscht die Messung nicht mehr. Außerdem prägt der Wechselrichter eine stark oberschwingungsbehaftete Spannung in den Ständer der Maschine ein. Daraus ist die Grundschwingung auszufiltern und Betrag und Phasenwinkel zum eingeprägten Strom zu bestimmen, damit die d-q-Komponenten der Spannung bestimmt werden können. Diese Filterung muss in dem kurzen Meßintervall von 300 ms Werte ausreichender Genauigkeit liefern. Die Messungen können zum Beispiel mit einem Meßgerät der Firma Yogogawa ausgeführt werden. Dieses Gerät muß geeignet mit der Prüfstandsteuerung auf die kurze Messzeit synchronisiert werden, damit die Messung der zahlreichen Arbeitspunkte automatisiert ablaufen kann. Eine interessante Möglichkeit ist die Messung der Ständerspannungen unter Nutzung des Mikrokontrollers der Wechselrichterreglung. Mit Sigma-Delta-AD-Wandlern werden die Spannungen erfaßt und Mittelwerte über eine Pulsperiode gebildet um die pulsfrequenten Komponenten zu unterdrücken. Im Mikrokontroller wird die Transformation in das flussfeste d-q-Koordinatensystem ausgeführt und anschließend über eine Umdrehung gemittelt. Damit läßt sich recht einfach eine automatisierte Kennfeldermittlung guter Genauigkeit ausführen. Bild 4 zeigt die Realisierung dieser Methode auf dem Prüfstand mit Prüfstandsmaschine und Starter-Generator. 234 Eine weitere relativ einfache Methode der Modellbildung ist die Abschätzung der Feldmodellparameter aus Leerlauf- und Kurzschlußkennlinie. Diese Messungen werden standardmäßig an Klauenpolgeneratoren durchgeführt. Klauenpolgeneratoren mit zusätzlichen SE-Hartmagneten im Läufer haben eine stark asymmetrische Leerlaufkennlinie. Bei positiven Erregerströmen wird die Leerlaufspannung durch die Ständersättigung begrenzt, bei negativen Erregerströmen durch die Sättigung des Läufereisens. Aus der Kurzschlusskennlinie bestimmt man die Rückwirkung des Ständer-d-Stromes auf die Magnetisierung. Die Genauigkeit dieses Modells ist begrenzt, da es unterstellt, dass die Sättigung des Ständers durch die gemeinsame Wirkung von d- und d-Komponenten des Ständerflusses gleich der Sättigung nur durch die d-Komponente ist. Ein Vergleich von Simulation und Messung hat gezeigt, dass sich bei Maximalmoment Abweichungen <10% erreichen lassen. 235 In der PLECS ® -Toolbox gibt es auch die Möglichkeit, magnetische Systeme direkt in einer magnetischen Domäne zu modellieren [3]. Die einzelnen Abschnitte des Magnetkreises werden in PLECS ® als Permeanzen dargestellt. Eine Permeanz ist das Verhältnis von Fluß zu magnetischem Spannungsabfall (MMF). Ein Vorteil dieser Darstellung ist die realistische Abbildung der energetischen Verhältnisse im Magnetkreis, da eine so definiere Permeanz Feldenergie speichert und ein mit dem System definierter magnetischer Widerstand bei Flussänderungen Verluste verursacht. Mit Hilfe der vorgefertigten Blöcke lassen sich Abschnitte mit wirksamen Querschnitt und Länge definieren sowie Materialeigenschaften wie die Magnetisierungskennlinie zuweisen. Man kann dann den Magnetkreis der Maschine in kleine Abschnitte mit näherungsweise konstantem Querschnitt und homogenem Feld zerlegen und mit diesen Blöcken modellieren. Das ist vergleichbar mit der Vorgehensweise der im Abschnitt 3.5. beschriebenen Berechnung über das magnetische Ersatzschaltbild. Die Drehung des Rotors im Stator verursacht eine variable Kopplung der Polschuhe des Rotors mit den Ständerzähnen. Diese variable Kopplung ist der kritischste Teil des Modells, da hier die geometrischen Verhältnisse im Luftspalt der Maschine mit 236 Polschuhschrägung und Abstand sehr genau abgebildet werden müssen, um brauchbare Ergebnisse zu erzielen. Die Abweichung zwischen Simulationsergebnissen und Messwerten der Leerlaufkennlinie war in diesem Beispiel kleiner 5% 237 Eine so modellierte Maschine bildet im Gegensatz zu den feldorientierten Grundwellenmodellen der vorhergehenden Abschnitte auch die Oberwelligkeit von Spannung und Moment mit ab und zeigt die Einflüsse der Rotor-, Stator und Luftspaltgeometrie auf diese Effekte sehr deutlich (Bild 9). Erste Ergebnisse der damit ausgeführten Simulationen zeigen das Potenzial, das in dieser Methode steckt. Eine ausführliche Validierung steht noch aus. Parameteridentifikation aus stationären FEM-Rechnungen Der elektromagnetische Entwurf mit FEM-Simulationssystemen, die Multiphysics- Kopplungen für mechanische oder thermische Untersuchungen mit einschließen, sind gebräuchliche Entwurfswerkzeuge für neue Antriebe. Transiente Rechnungen geben bereits in der Entwurfsphase Aussagen über das dynamische Verhalten und Oberwellenerscheinungen der elektrischen Maschine oder des Antriebes. Hier sollen die stationäre FEM-Analyse der Nachrechnung des Generators zur Validierung der Leistungsdaten und der genauen Ermittlung der Ersatzschaltbildparameter dienen. Der Vorteil der FEM liegt in der Berücksichtigung der konkreten Geometrie mit den nichtlinearen Materialeigenschaften sowie der realen Wicklungsverteilung, so dass die elektrischen Größen beispielsweise in der Form von Strangströmen so eingeprägt werden, dass sich die interessierenden Leistungsdaten der Maschine ergeben. Die äußeren Größen und inneren Zustände der Maschine liegen grundsätzlich als integrale Größen vor, die mittels mathematischer Modelle ausgewertet werden können. Aufgrund des Wirkprinzips der Klauenpolmaschine gleicht diese in ihrem Betriebsverhalten grundsätzlich der Schenkelpol-Synchronmaschine. Das mathematische Modell arbeitet deshalb im polradorientieren d-q-System. Die Feldgrößen müssen also in die für die Simulation notwendigen Ersatzschaltbildparameter abgebildet werden. Aus den Berechnungen für die verschiedenen Arbeitspunkte bilden die erhaltenen Flussverkettungen nach Betrag und Winkel im Leerlauf und an den jeweiligen 238 Arbeitspunkten die Grundlage für die Berechnungen. Diesen Berechnungen liegt das Zeigerdiagramm der Synchronmaschine zugrunde. Die Induktivitäten L q und L d ergeben sich nach 2 sin ˆ q q I L , ) 0 (für 2 cos ˆ ˆ d d p d I I L (2) Dieses Verfahren ist für die klassische Schenkelpol-Synchronmaschine für die meisten Fälle hinreichend genau und eine übliche Methode [1], stößt aber bei der Klauenpolmaschine mit ihren komplizierten Magnetisierungsverhältnissen auf Schwierigkeiten. Die notwendigen Arbeitspunkte liegen in einem Bereich mit hoher Sättigung des Stators, so dass die im Leerlauf geltenden Werte nicht mehr gültig sind. Wegen der Kombination der elektrischen Erregung mit den Permanentmagneten, deren Wirkungsrichtung im Läufer gegensätzlich ist, führt die Statorsättigung zudem unter Umständen zu einer völligen Umkehr der Feldverhältnisse. Die folgenden Bilder stellen die Feldverhältnisse in einem stationären Lastpunkt dar. a) b) Insbesondere unter dem Einfluss des q-Stromes überlagern sich das Erregerfeld und das Ankerfeld im Stator zu derart hohen Werten, dass der Einfluss des Eisens im Stator nicht mehr vernachlässigt werden kann. Die Permeabilität erreicht in Bild 10 b) in den dunklen Gebieten des Stators Werte von μ rel 200 und weniger. Eine Lösung besteht in der Nachbildung der Sättigungsverhältnisse bei Last bereits in der Leerlaufrechnung. Dazu müsste die Permeabilität als Materialeigenschaft aus der Lastrechnung eingefroren und der Leerlaufrechnung zugewiesen werden. Mit den gegebenen Möglichkeiten der FEM-Programme ist diese Möglichkeit jedoch nicht praktikabel. Jedoch ist eine Rückrechnung der Leerlaufflussverkettung mittels des berechneten Polradwinkels aus der Lastrechnung möglich, wie die folgenden Zeigerbilder zeigen. 239 -15 -10 -5 0 5 10 15 20 -15 -10 -5 0 5 10 15 20 U UP j*Xd*Id j*Xq*Iq I*R Ukl I Id Iq Psi Psip Ld*Id Lq*Iq q-Achse d-Achse I*R U j*X q *I q U Kl j*X d *I d U P I P L d *I d L q *I q I d I q Deshalb wird zu jeder Lastrechnung auch eine modifizierte Leerlaufrechnung ohne feldschwächendem Strom 0 d I mit der vorgegebenen Erregung und dem Laststrom Iq durchgeführt. Es resultieren ein Polradwinkel und eine korrigierte Leerlaufflussverkettung. Diese spiegelt nun für die d-Achse die realen Sättigungsverhältnisse wider. Ihre Berechnung ist nur möglich, wenn der Strom 0 d I , liefert aber in der folgenden Auswertung der Lastrechnung unter dem Polradwinkel die Leerlaufflussverkettung, die zur Berechnung der Induktivität in der d-Achse benötigt wird. 2 sin ˆ q q I L 2 cos ˆ ˆ , , , d q e korr Leer d I L mit Last Leer (3) Es wird also im Zeigerdiagramm der tatsächliche Polradwinkel mit der korrigierten Leerlaufflussverkettung verwendet. Diese entspricht dem Wert der Leerlaufflussverkettung, die man auch aus einer zusätzlichen FEM-Leerlaufrechnung mit eingefrorener Permeabilität erhalten hätte. Der beschriebene Algorithmus wird mit den Parametern Erregerstrom, d-Strom und q-Strom abgearbeitet und das jeweilige FEM-Modell numerisch berechnet, wobei das Ergebnis in der Dimension einer dreidimensionalen Matrix zusammengefasst wird. Diese deckt die Sättigungsverhältnisse im gesamten Arbeitsbereich ab, die berechneten Parameter und weitere Ergebnisse wie die Drehmomentkonstante k m oder die Spanungskonstante k u dienen zur Weiterverarbeitung im Gesamtsimulationssystem. Das folgende Bild 12 zeigt für einen gewählten Erregerstrom zusammen mit der 240 elektrischen Erregung die Ortskurve (Symbol o), auf der sich die korrigierte Leerlaufflussverkettung bewegt. -0,016 -0,012 -0,008 -0,004 0,000 0,000 0,004 0,008 0,012 0,016 PsiLeerkorr_id PsiLeer PsiLeerkorr PsiLast Die Differenz zu der ursprünglichen Leerlaufflussverkettung Leer ˆ , die sich sättigungsunabhängig mit dem Polradwinkel auf einer Kreisbahn bewegt (Symbol x), wird besonders bei größeren q-Strömen, das heißt größeren Polradwinkeln, deutlich. Die Differenz zwischen Leer ˆ und korr Leer , ˆ entspricht dem Fehler, den man ohne die Berücksichtigung der Sättigung durch die q-Ströme machen würde. Das auf die Flussverkettungen eingeschränkte Zeigerbild ist für das gewählte Beispiel in Bild 12 eingezeichnet. Das folgende Diagramm in Bild 13 stellt einen Ausschnitt der erhaltenen Induktivitätsmatrix als Funktion des Ankerquerstroms I q und des Erregerstroms I err mit dem feldschwächenden Strom I d als Parameter dar. 241 17,5 12,5 7,5 2,5 0,00 0,02 0,04 0,06 0,08 0,10 0,12 0,14 10 22 40 60 80 100 150 Ierr in A Ld in mH Iq in A Induktivität in Längsachse Ld 0,12-0,14 0,10-0,12 0,08-0,10 0,06-0,08 0,04-0,06 0,02-0,04 0,00-0,02 Der erhaltene Parametersatz dient als Eingangsgröße der folgenden Simulation des Gesamtsystems beziehungsweise der Validierung der analytisch berechneten Maschinenparameter. Gegebenenfalls können Betriebsparameter direkt abgeleitet werden. So wird das innere Moment berechnet mit 2 2 ˆ 2 3 q d q d q p i I I L L I p M (4) Das so ermittelte Drehmoment stimmt recht gut mit dem direkt von der FEM im Luftspalt numerisch berechneten überein. Parameteridentifikation aus dem analytischen Maschinenentwurf Im klassischen analytischen Maschinenentwurf bildet das Durchflutungsgesetz den Ausgangspunkt für die Berechnung des magnetischen Kreises, indem im Hauptintegrationsweg abschnittsweise homogene oder bei Querschnittänderung als homogen angenäherte Feldabschnitte berechnet werden. Der Aufbau des magnetischen Kreises der Klauenpolmaschine führt zu einer Struktur, die Ansätze der Berechnung im äquivalenten 2D-Modell in der 2D-FEM- Rechnung zur zweidimensionalen Flussführung [2] mit der realen Geometrie vereint. Die analytische Berechnung hat dabei den Vorteil, dass die dreidimensionale Flussführung in den vorhandenen Querschnitten korrekt berücksichtigt werden kann. Die Flussführung bei der Klauenpolmaschine erfolgt in drei Ebenen (1) Querschnitt aktiver Teil (Stator, Magnete, Magnetpole, Luftspalt) (2) Querschnitt Stirnseite (Kranz, Stirn) (3) Längsschnitt (Kern Erregerspule, Klauenfinger) 242 Zur Illustration des Feldverlaufes und der resultierenden Integrationswege dienen die Feldbilder in Bild 14. a) b) c) Aus dem charakteristischen magnetischen Flussverlauf wird mit den wesentlichen Abschnitten des ferromagnetischen Teils des magnetischen Kreises, dem Luftspalt und den Streuwegen in Bild 15 das magnetische Ersatzschaltbild abgeleitet. Das abgeleitete magnetische Ersatzschaltbild am Beispiel der d-Achse wird im folgenden Bild 16 dargestellt. 243 Dieses enthält neben den realen sättigungsabhängigen Widerständen der Abschnitte des magnetischen Kreises drei Quellen der Erregung durch die Erregerspule V err (Wirkungsrichtung Längsschnitt, axial), die Magnete V m (Querschnitt, tangential) und den rein feldbildenden Strom der Statorwicklung V a (Querschnitt, radial), die sich nach dem Superpositionsprinzip überlagern. Im Vorteil zur 2D-FEM kann mit den entsprechenden Annahmen und Vereinfachungen die reale 3D-Geometrie berücksichtigt werden. Typische Faktoren berücksichtigen geometrische Strukturen wie der ideelle Polbedeckungsfaktor die räumliche Verteilung der Feldkurve oder der Cartersche Faktor den ideellen Luftspalt, für den Statorzahn ist die effektive Zahnbreite über dem Pol durch das Verhältnis p / n berücksichtigt. Ziel ist das gesamte Luftspaltfeld aus der Überlagerung der Teilfelder mit der mittleren Luftspaltinduktionen B mm . Die gesuchten Maschinenparameter d- und q-Induktivität werden direkt aus den nichtlinearen magnetischen Widerständen und den Wicklungsdaten der Statorwicklung berechnet. p m R w L d mag d 2 1 , 2 2 , p m R w L q mag q 2 1 , 2 2 (5) Es ergibt sich wieder die Induktivitätsmatrix für den gesamten Arbeitsbereich. Simuliert wurde als erstes ein RSG mit 3-phasiger Wicklung aus der laufenden Serienproduktion. Die Simulation zeigt einen Startvorgang bis auf 600 / min. Das Drehmoment erreicht bei kleinen Drehzahlen Werte von 70 Nm. Es fließen Phasenströme um die 500 A und der Batteriestrom erreicht 600 A (Bild 17). Der Momentverlauf und die Batteriestromaufnahme sind in diesem System vom Anwender nicht beeinflussbar und nehmen je nach Ladezustand der Batterie und Temperatur der Maschine andere Werte an. 244 245 Mit einer einfachen PWM-Modulation und überlagerter Stromregelung kann das Drehmoment beeinflusst werden. Für den Warmstart benötigt man nur 40 Nm. Bei Begrenzung auf diesen Wert geht die Batteriestromaufnahme sehr stark zurück und überschreitet 300 A nicht mehr (Bild 18). Der RSG wurde am Prüfstand vermessen und es sind alle Daten verfügbar um die Simulationsergebnisse validieren zu können. Der Vergleich zeigte dass bei der Simulation mit dem einfachen Feldmodell mit den Werten aus Leerlauf- und Kurzschlusskennlinie Abweichungen von den Meßwerten von ca. 10 % auftraten. Mit Feldmodell mit 3D-Lookup-Table lassen sich Genauigkeiten besser 5 % erzielen. Zurzeit wird ein 6-phasiger RSG mit PWM-Steuerung entwickelt und das Simulationsmodell kommt dabei zum Einsatz. [1] Kellner, L.: Parameteridentifikation bei permanenterregten Synchronmaschinen, Universität Erlangen-Nürnberg, Technische Fakultät, Dissertation 2012 [2] Soon-O Kwon, Ji-Young Lee, Jung-Pyo Hong, Senior Member, IEEE, Yang-Soo Lim Yoon Hur: Practical Analysis Method for Claw-pole type Generator using 2- Dimensional Equivalent Model, IEEE 2005 [3] PLECS User Manual, © 2002-2015 by Plexim GmbH, User Manual Version 3.7: 5 Magnetic Modeling 246 Thomas Schuhmann, Christian Schneider, Stephan Paul Electromagnetically excited noise and vibration issues in short-circuit induction machines are mainly influenced by selecting a proper combination of stator and rotor slot numbers. It is not mandatory that the best slot number combination is always given by the “classical” design guidelines. Instead, it is worthwhile to perform a detailed analytical and numerical calculation of the radial and tangential force waves leading to radial tooth forces and oscillating torques. Using a practical example, it is shown how the alternating torque of an induction motor for traction application can be minimized by means of optimizing the number of rotor slots. Die elektromagnetische Anregung von Geräuschen und Schwingungen bei Kurzschlussläufer-Asynchronmaschinen wird maßgeblich durch die Wahl eines geeigneten Nutzahlverhältnisses von Stator und Rotor beeinflusst. Die günstigste Nutzahlkombination lässt sich dabei nicht immer anhand der „klassischen“ Auslegungsrichtlinien bestimmen, vielmehr ist eine detaillierte analytische und numerische Vorausberechnung der entstehenden Kräfte und Drehmomente erforderlich. Anhand eines praktischen Beispiels wird gezeigt, wie sich das Pendelmoment in einem Asynchron- Traktionsantrieb durch Optimierung der Läufernutzahl minimieren lässt. Die Minimierung von elektromagnetisch angeregten Geräuschen und Schwingungen gewinnt im elektrifizierten Antriebsstrang von Fahrzeugen zunehmend an Bedeutung. Zum einen stellen magnetisch erregte Geräusche insbesondere bei rein elektrisch betriebenen Fahrzeugen eine starke Einschränkung für den Nutzerkomfort dar, zum anderen können durch kontinuierliche Schwingungen innerhalb des Triebstrangs eine vorzeitige Ermüdung von Konstruktionsteilen und damit einhergehend Lebensdauereinschränkungen verursacht werden. Häufig lassen sich bestehende Geräusch- und Schwingungsprobleme durch eine nachträgliche Anpassung der Regelungssoftware nicht oder nur bedingt beheben, vielmehr sind oftmals aufwändige konstruktive Änderungen am System erforderlich. Ziel einer hinsichtlich ihres NVH- Verhaltens „guten“ Auslegung der E-Maschine muss es daher sein, unmittelbar am Entstehungsort der Effekte anzugreifen, d. h. das Spektrum des magnetischen Fel- 247 des im Luftspalt und die daraus resultierenden Oberwellendrehmomente und Radialkraftwellen zu minimieren. In diesem Beitrag wird die NVH-optimale Auslegung einer Kurzschlussläufer- Asynchronmaschine mit kupfergestabtem Käfig untersucht. Bei Asynchronmaschinen ist die Kombination von Stator- und Rotornutzahl 1 bzw. 2 im Zusammenhang mit der Polpaarzahl und der Strangzahl ausschlaggebend für die Anregung von Pendelmomenten und Geräuschen. Es werden zwei Motorvarianten mit unterschiedlichen Rotornutzahlen hinsichtlich ihres Betriebsverhaltens verglichen. Die Gegenüberstellung erfolgt zunächst auf Basis der theoretisch berechneten Pendelmomente und Radialkraftwellen. Die theoretischen Rechnungen werden durch elektromagnetische und strukturmechanische FE-Berechnungen untermauert. Abschließend werden praktische Messergebnisse für zwei unterschiedliche Rotoren vorgestellt. Es wird gezeigt, dass sich durch eine günstige Wahl des Nutzahlverhältnisses der Oberwellengehalt des Luftspaltdrehmomentes deutlich reduzieren lässt. Die günstigste Nutzahlkombination lässt sich dabei nicht immer anhand der „klassischen“ Auslegungsrichtlinien bestimmen, vielmehr ist eine detaillierte analytische und numerische Vorausberechnung der entstehenden Kräfte und Drehmomente zielführend. Kostenintensive Neukonstruktionen und Adaptionen in der Prototypenphase können dadurch vermieden und die Entwicklungszeiten für elektrische Fahrzeugantriebe weiter reduziert werden. Am starren Netz hochlaufende Asynchronmaschinen werden zur Vermeidung von den Anlauf erschwerenden asynchronen und synchronen Pendelmomenten üblicherweise mit einem in Umfangsrichtung geschrägten Rotorkäfig ausgeführt. Diese Schrägstellung der Nuten verursacht allerdings zusätzliche Verluste in der Maschine aufgrund von Eisenquerströmen, die sich bei nicht isoliertem Käfig quer zum Stab über das Blechpaket schließen. Aus diesem Grund werden am Netz laufende Maschinen in der Regel mit einer Läufernutzahl 2 ausgeführt, die kleiner ist als die Ständernutzahl 1 [1]. Durch die damit einhergehende stärkere Abweichung der Durchflutungsverteilung von der Sinusform wird die Oberfeldstreureaktanz erhöht, was sich negativ auf das erreichbare Drehmoment auswirkt. Im Bereich der drehzahlvariablen Antriebe und speziell bei Traktionsantrieben werden die elektrischen Maschinen durch einen Wechselrichter mit variabler Spannung und Frequenz gespeist, so dass eine Läuferschrägung zum Sicherstellen eines gefahrlosen Anlaufs nicht erforderlich ist. Läuferausführungen mit 2 > 1 sind möglich. Allerdings reagiert eine ungeschrägte Käfigwicklung stärker auf die Wicklungsoberfelder des Stators. Dabei spielen aufgrund ihrer großen Amplitude die nutharmonischen Wicklungsoberfelder eine besondere Rolle. Aus diesem Grund ist insbesondere bei ungeschrägten Asynchronmaschinen auf eine sorgfältige Wahl der Nutzahlkombination zu achten. Besonderes Augenmerk ist dabei auf die Entstehung von höherfrequenten Tangentialkraftwellen (Pendelmomente) und Radialkraftwellen (Geräuschabstrahlung) zu legen, weil diese einen maßgeblichen Einfluss auf die Geräuschentwicklung haben. 248 Die Ständernutzahl 1 der Asynchronmaschine ergibt sich im Wesentlichen aus der gewünschten Polpaarzahl , der Forderung nach einer Ganzlochwicklung (Lochzahl möglichst ganzzahlig) und der Wicklungsstrangzahl . Weiterhin stellt sie einen Kompromiss dar zwischen dem zulässigen Oberwellengehalt der Wicklung einerseits und der kleinstmöglichen (wirtschaftlich) fertigbaren Nutteilung andererseits. Für die Wahl der zugehörigen Rotornutzahl 2 steht aufgrund der langjährigen Erfahrungen im Elektromaschinenbau eine Reihe von bewährten „Entwurfsrichtlinien“ zur Verfügung, mit deren Hilfe Oberwellenmomente und Geräuschanregungen weitestgehend vermieden werden können [2]: ; und ; und ; gerade. Sämtliche der oben genannten Entwurfsrichtlinien werden eingehalten, wenn die Wahl von 2 nach der Vorschrift (1) erfolgt. In diesem Beitrag werden zwei unterschiedliche Ausführungen einer Kurzschlussläufer-Asynchronmaschine miteinander verglichen. Beide Varianten haben einen identischen Stator. Bei der ersten Variante erfolgte die Wahl der Rotornutzahl auf Basis von (1), bei der zweiten Variante wurde durch Herausfiltern „unerlaubter“ Nutzahlen aus dem Suchraum eine alternative Rotornutzahl gefunden, die hinsichtlich der zu erwartenden Pendelmomente ein deutlich verbessertes Betriebsverhalten verspricht. In Tabelle 1 sind die für die weiteren Betrachtungen erforderlichen Angaben zu den beiden Maschinen aufgelistet. Ständernutzahl 1 72 72 Läufernutzahl 2 84 58 Polpaarzahl 3 3 Strangzahl 3 3 Lochzahl 4 4 Sehnung 12/ 12 12/ 12 Die analytische Berechnung der Pendelmomente und Radialkräfte erfolgt für beide Maschinen in einem identischen Arbeitspunkt, der in Tabelle 2 definiert wird. Ständerfrequenz 1 100,9 Hz Schlupffrequenz s 0,9 Hz Drehzahl 2000 min -1 Strangstrom 1,eff 120 A 249 Die Berechnung der Amplituden der Radial- und Tangentialkraftwellen gestaltet sich auf analytischem Weg sehr aufwändig, da hierfür die Berücksichtigung der felddämpfenden Wirkung des Rotorkäfigs berücksichtigt werden muss [4]. Aus diesem Grund beschränken sich die analytischen Rechnungen auf die Bestimmung der auftretenden Frequenzen und Ordnungszahlen der Kraftwellen. Die Ständer- und Rotorwicklung der elektrischen Maschine sind räumlich diskret über den Umfang verteilt, was zu Oberwellen in den entstehenden Durchflutungsverteilungen und Luftspaltfeldern führt (Wicklungsoberfelder). Diese können durch die unterschiedlichen magnetischen Leitwerte von Zahn- und Nutbereich noch weiter verstärkt werden (Nutungsharmonische) [3]. Die verteilte Ständerwicklung erzeugt Wicklungsoberfelder der Form . (2) Diese Wicklungsoberfelder sind gekennzeichnet durch die Ordnungszahlen (3) und die Frequenzen . (4) Die Käfigwicklung des Läufers baut, angeregt durch den schlupffrequenten Läufergrundstrom, Strombelagswellen der Form (5) auf. Diese Strombelagswellen weisen die Ordnungszahlen (6) und die Frequenzen (bezogen auf das statorfeste Koordinatensystem) (7) auf [4]. Darin ist der relative Schlupf definiert als bezogene Differenz zwischen elektrischer und mechanischer Frequenz: . Weitere wichtige Oberfelder mit den Ordnungszahlen 3 sowie 5 und den Frequenzen 3 1 sowie 5 1 entstehen durch die Sättigung der Zahngebiete. Schließlich müssen noch die Feldanteile berücksichtigt werden, die aufgrund von Läuferoberströmen entstehen, welche durch die nutharmonischen Ständerwicklungsoberfelder verursacht werden. Die Ordnungszahlen der nutharmonischen Oberfelder ergeben sich aus (3), wenn für 1 die Lochzahl eingesetzt wird. In (6) ist dann die Polpaarzahl (entsprechend der Ordnungszahl des Läufergrundfeldes) durch die entsprechende Ordnungszahl der Nutharmonischen zu ersetzen. Die interessierenden Tangentialzugspannungen t ( , ) und damit die Pendelmomente entstehen durch Multiplikation jeweils einer Strombelagswelle ( , ) und einer Induktionswelle ( , ): . (8) Pendelmomente treten immer dann auf, wenn die Ordnungszahlen der beteiligten Wellen übereinstimmen, d. h. wenn gilt , und wenn gleichzeitig die Fre- 250 quenzen der Wellen unterschiedliche Beträge haben, d. h. . (Für gleiche Frequenzen ergeben sich zeitlich konstante Beiträge zum Grundwellendrehmoment. Diese werden hier nicht weiter betrachtet, da sie für die Entstehung von Geräuschen und Schwingungen nicht relevant sind.) N In der nachfolgenden Übersicht sind die Frequenzen und Ordnungszahlen der oben beschriebenen Feldoberwellen für die Variante mit 84 Rotornuten dargestellt. g 0 -1 1 -2 2 -3 3 -4 4 -5 5 x x 3 -15 21 -33 39 -51 57 -69 75 -87 93 f 100,9 100,9 100,9 100,9 100,9 100,9 100,9 100,9 100,9 100,9 100,9 g 0 -1 1 -2 2 3 -81 87 -165 171 f 100,9 -2699,1 2900,9 -5499,1 5700,9 9 15 f 302,7 504,5 g 0 -1 1 -2 2 75 -9 159 -93 243 f 100,9 -2699,1 2900,9 -5499,1 5700,9 g 0 -1 1 -2 2 -69 -153 15 -237 99 f 100,9 -2699,1 2900,9 -5499,1 5700,9 Felder, die aufgrund von zu kritischen Feldpaarungen führen, sind in der Übersicht grau hervorgehoben. Ausgenommen sind Feldpaarungen, die die gleiche Frequenz aufweisen und damit kein Pendelmoment erzeugen. Nachfolgende Tabelle gibt einen Überblick über die zu erwartenden Pendelmomente und die entsprechenden Frequenzen. N Läufergrundstrom Wicklungsoberfeld + = 87 - 87 = 0 2900,9 Hz + 100,9 Hz = Läuferoberstrom = 75 Sättigungsoberfeld + = -9 + 9 = 0 |-2699,1 Hz + 302,7 Hz| = Läuferoberstrom = 75 Wicklungsoberfeld + = -93 + 93 = 0 |-5499,1 Hz + 100,9 Hz| = Läuferoberstrom = -69 Wicklungsoberfeld + = 15 - 15 = 0 2900,9 Hz + 100,9 Hz = Sättigungsoberfeld Wicklungsoberfeld + = 15 - 15 = 0 504,5 Hz + 100,9 Hz = 251 Für die Variante mit 84 Rotornuten werden Pendelmomente insbesondere bei etwa 2396 Hz, 3002 Hz sowie 5398 Hz erwartet. Insbesondere die Drehmomentpendelung bei 3002 Hz kann stärker ausfallen, da bei dieser Frequenz zwei Feldpaarungen auftreten (Läufergrundstrom mit Wicklungsoberfeld, Läuferoberstrom mit Wicklungsoberfeld). Da der Läufergrundstrom beteiligt ist, wird sich zudem eine gewisse Abhängigkeit der Pendelmomentamplitude vom Lastzustand der Maschine einstellen. Zusätzlich wird aufgrund der Überlagerung des 5 -Sättigungsfeldes mit dem ersten Wicklungsoberfeld ein Pendelmoment bei etwa 605 Hz erwartet. N In der nachfolgenden Übersicht sind die Frequenzen und Ordnungszahlen der einzelnen Feldoberwellen für die Variante mit 58 Rotornuten dargestellt. g 0 -1 1 -2 2 -3 3 -4 4 -5 5 x x 3 -15 21 -33 39 -51 57 -69 75 -87 93 f 100,9 100,9 100,9 100,9 100,9 100,9 100,9 100,9 100,9 100,9 100,9 g 0 -1 1 -2 2 3 -55 61 -113 119 f 100,9 -1832,4 2034,2 -3765,8 3967,6 9 15 f 302,7 504,5 g 0 -1 1 -2 2 75 17 133 -41 191 f 100,9 -1832,4 2034,2 -3765,8 3967,6 g 0 -1 1 -2 2 -69 -127 -11 -185 47 f 100,9 -1832,4 2034,2 -3765,8 3967,6 N Sättigungsoberfeld Wicklungsoberfeld + = 15 - 15 = 0 504,5 Hz + 100,9 Hz = Für die Ausführung mit 58 Rotornuten existieren (zumindest theoretisch) kaum Feldwellenpaarungen, die störende Drehmomentpendelungen hervorrufen könnten, da für keine Paarung die Bedingung bei gleichzeitig unterschiedlichen Frequenzen erfüllt wird. Einzige Ausnahme stellt die Paarung des Sättigungsoberfeldes 5 mit dem ersten Ständerwicklungsoberfeld dar. Diese Feldwellen sind unabhängig von der Wahl der Läufernutzahl. Aus diesem Grund wurde die Rotornutzahl 2 = 58 252 für die Fertigung des zweiten Läufers ausgewählt (Optimierung auf minimale Pendelmomente). Die für die Geräuschanregung maßgeblich verantwortliche radiale Zugspannungsverteilung am Bohrungsumfang ergibt sich durch Quadrieren der Luftspaltinduktion. Diese Radialkraftverteilung kann in eine unendliche Summe aus Radialzugwellen mit der Verformungsordnungszahl und der Frequenz r zerlegt werden [4], [5]. Jede Radialkraftwelle setzt sich aus dem Produkt zweier Induktionswellen der Form (2) zusammen. Diese beiden Induktionswellen sind durch ihre Ordnungszahlen 1 und 2 sowie durch ihre Frequenzen 1 und 2 gekennzeichnet. Die resultierende Verformungsordnungszahl und Frequenz r der Radialzugwelle ergibt sich damit zu (9) . (10) Die größte Geräuschanregung bei Kurzschlussläufer-Asynchronmaschinen resultiert nach [4] aus dem Zusammenwirken der Ständerwicklungsoberfelder sowie der Läuferrestfelder des Läufergrundstroms, deren Ordnungszahlen durch (3) bzw. (6) definiert sind. Diese Kombination führt allgemein auf Radialkraftwellen der Ordnungszahlen (11) mit den zugehörigen Frequenzen . (12) N In der nachfolgenden Übersicht sind die Frequenzen und Ordnungszahlen der zu erwartenden Radialzugwellen für die Variante mit 84 Rotornuten dargestellt. Die Berechnung erfolgt auf Basis von (11) und (12). N r f 6 201,8 Hz einfach 6 2598,2 Hz einfach 6 2800,0 Hz doppelt 0 3001,8 Hz einfach 0 5398,2 Hz einfach 6 5600,0 Hz doppelt 6 5801,8 Hz einfach Die stärksten Geräuschanregungen werden für die Ausführung mit 84 Rotornuten im Bereich von 2800 Hz und 5600 Hz erwartet. Angeregt werden im Wesentlichen die Eigenschwingungsform der Ordnung = 0 und = 6. 253 N Die Frequenzen und Ordnungszahlen der zu erwartenden Radialzugwellen für die Variante mit 58 Rotornuten sind in folgender Übersicht zusammengefasst. N r f 6 201,8 Hz einfach 2 1731,5 Hz einfach 4 1933,3 Hz doppelt 8 2135,1 Hz einfach 2 3664,9 Hz einfach 8 3866,7 Hz doppelt 4 4068,5 Hz einfach Bei der Variante mit 58 Rotornuten sind die stärksten Geräuschanregungen im Bereich von 1933 Hz und 3867 Hz zu erwarten. Zudem fällt auf, dass bei dieser Nutzahlkombination ein deutlich breiteres Spektrum von Eigenschwingformen ( = 2, 4, 6, 8) angeregt werden kann. Eine abschließende Bewertung der Geräuschentwicklung kann daher erst im Zusammenhang mit einer strukturmechanischen Analyse (Kapitel 3) durchgeführt werden. Die numerische Nachrechnung gliedert sich in zwei wesentliche Bestandteile. In einem ersten Schritt wird mittels der Finiten-Elemente-Methode das elektromagnetische Feld in der Asynchronmaschine analysiert. Ziel dieser Rechnung ist die Ermittlung der Radial- und Tangentialzugspannungen im Luftspalt, um damit eine Aussage über die entstehenden Pendeldrehmomente und die auf die Zähne wirkenden Radialkräfte treffen zu können. Im zweiten Schritt werden die aus der elektromagnetischen Simulation ermittelten Kraftverläufe in ein strukturmechanisches Simulationsmodell überführt, mit welchem die Verformung der mechanischen Struktur und die sich ergebenden Oberflächenschwingungen bzw. das erwartete Schalleistungsspektrum berechnet werden. Für alle Simulationen wird der bereits bei der analytischen Rechnung betrachtete Arbeitspunkt (vgl. Tabelle 2) herangezogen. Es werden jeweils die beiden in Tabelle 1 definierten Nutzahlkombinationen simuliert und anschließend miteinander verglichen. Für die elektromagnetische Simulation wird das Programm JMAG Designer ® 14.1 verwendet. In Bild 1 ist der Aufbau des 2d-Modells und die Vernetzung für die Maschinenvariante mit 58 Rotornuten dargestellt. Aufgrund der nicht ganzzahligen Läufernutzahl je Pol(-paar) ist es erforderlich, eine halbe Maschine (d. h. drei Polteilungen) zu modellieren und diese mit einer antiperiodische Randbedingung zu verknüpfen. Das Netz besteht aus ca. 50.000 drei- und viereckigen Elementen. Im Luftspalt ist auf eine ausreichend feine Vernetzung zu achten, um die durch die Nutung entstehenden Feldoberwellen richtig abzubilden. Im Modell wurde eine tangentiale Tei- 254 lung von 1024 Elementen über den gesamten Umfang bei einer radialen Schichtung von vier Ebenen gewählt. Die Verwendung der zeitharmonischen Rechnung ist für den hier interessierenden Fall nicht zielführend, da beim harmonischen Ansatz Effekte der Läuferdrehung und insbesondere die für die Geräuschanregung wichtigen Läuferrestfelder nicht abgebildet werden können [6]. Es muss daher eine zeitlich transiente Berechnung durchgeführt werden. Ein wichtiger Gesichtspunkt dabei ist die Wahl der Abtastzeit. Diese muss klein genug sein, um den gesamten interessierenden Frequenzbereich abzudecken und gleichzeitig numerische Stabilität der Berechnung sicherzustellen [5]. Andererseits führt eine zu kleine Schrittweite zu unverhältnismäßig langen Rechenzeiten. Es wurde als Kompromiss eine Schrittweite von 20 μs gewählt. In Bild 2 ist das Frequenzspektrum des zeitlichen Verlaufs des Luftspaltdrehmomentes für die beiden Maschinenvarianten dargestellt. Der Läufer mit 84 Nuten zeigt erwartungsgemäß starke Pendelmomente bei den Frequenzen 2396,8 Hz und 3000,2 Hz mit den jeweils auf das Grundwellendrehmoment bezogenen Amplituden von etwa 5,3 % bzw. 3,6 %. Diese hohen Amplituden lassen eine starke Beeinträchtigung des Betriebsverhaltens der Maschine erwarten. Die durch Simulation erhaltenen Frequenzen bestätigen die in Kapitel 2.2.1 analytisch berechneten Werte. Der Läufer mit 58 Nuten zeigt einen deutlich geringeren Oberwellengehalt des Drehmomentes, wie das auch schon auf Basis der analytischen Rechnung erwartet worden war. Eine Besonderheit stellt die bei beiden Läufern sichtbare Drehmomentpendelung bei 606,7 Hz dar. Diese resultiert aus dem Zusammenwirken des Sättigungsoberfeldes mit der Polpaarzahl 5 und dem ersten Ständerwicklungsoberfeld und ist somit unabhängig von der Läufernutzahl. Eine Beeinflussung dieses Drehmomentanteils wäre somit nur durch eine Sehnung der Ständerwicklung oder eine schwächere magnetische Ausnutzung der Maschine erreichbar. Bild 3 zeigt den zeitlichen Verlauf der an den einzelnen Statorzähnen angreifenden Radialkraft. Darin wird der Charakter der zeitlich umlaufenden Radialzugspannungswellen mit unterschiedlichen räumlichen Verformungsordnungszahlen sichtbar. Wird der Zeitverlauf der Kraft für einen einzelnen Zahn einer schnellen Fouriertransformation unterzogen, erhält man das Frequenzspektrum der auf einen Zahn wirkenden Radialkraft. Dieses Spektrum ist für beide Maschinenvarianten in Bild 4 dargestellt. 255 Die analytisch berechneten Anregungsfrequenzen für den Rotor mit 84 Zähnen (Kapitel 2.3.1) lassen sich im simulierten Frequenzspektrum wiederfinden. Sie betragen in der numerischen Simulation 2596,8 Hz, 2800,2 Hz und 3003,5 Hz. Zusätzlich existieren Seitenbänder niedriger Amplitude bei den Frequenzen 2396,8 Hz und 3203,6 Hz, die sich aus der analytischen Rechnung nicht ergeben. Die Radialkraftfrequenzen für den Rotor mit 58 Nuten sind kleiner als für 84 Nuten, da die Frequenz der Läuferrestfelder nach (7) direkt von der Nutzahl abhängt. Auch für die kleinere Nutzahl werden die analytisch berechneten Radialkraftfrequenzen (Kapitel 2.3.2) durch die numerische Simulation bestätigt (Radialkraftfrequenzen 1730,1 Hz, 1933,5 Hz, 2133,5 Hz, zusätzliche Seitenbänder bei 1530,1 Hz und 2336,8 Hz). Da die Amplituden der Feldoberwellen mit steigender Ordnungszahl abnehmen, sind zudem die Radialkraftamplituden für den Läufer mit 58 Rotornuten physikalisch bedingt größer als für den Läufer mit 84 Nuten. Die bei beiden Läufern bei ca. 200 Hz und 400 Hz auftretenden Radialkräfte sind für die Geräuschanregung von untergeordneter Bedeutung, da zum einen in diesem Frequenzbereich die Wahrnehmung der Schallintensität zurückgeht (A-Bewertung) und andererseits die Eigenfrequenzen des Stators bei deutlich größeren Frequenzen liegen und somit keine Resonanz angeregt werden kann. 256 0 20 40 60 80 1.14 1.15 1.16 1.17 1.18 -1000 -500 0 500 Zahn Nr. Zeit in s Kraft in N 257 Eine Abschätzung des elektromagnetisch angeregten Geräusches allein aufgrund der Radialkraftspektren in Bild 4 ist nicht aussagekräftig. Ein starkes Geräusch entsteht erst dann, wenn die Ordnungszahl und die Anregungsfrequenz r einer Radialzugspannungswelle mit der Ordnung einer Stator-Eigenschwingform und deren Eigenfrequenz übereinstimmen. Aus diesem Grund muss zur Berechnung der Schallabstrahlung zunächst eine Modalanalyse zur Ermittlung der Eigenfrequenzen und Eigenformen durchgeführt werden. Hierfür wurde in diesem Projekt die Software Nastran ® eingesetzt. Anschließend wird auf Basis der strukturmechanischen Übertragungsfunktion die Oberflächenschwingung der Struktur und schließlich die abgestrahlte Schalleistung ermittelt. Eingangsgröße für diese Rechnung ist das aus der elektromagnetischen Feldberechnung bekannte Spektrum der radial und tangential angreifenden Zahnkräfte. Die Berechnung der Schallabstrahlung erfolgt mit der IAVeigenen Software Sbnoise. In Bild 5 ist der für die strukturmechanischen Berechnungen verwendete Modellaufbau dargestellt. Auf eine Berücksichtigung des Statorgehäuses und der Lagerschilde wurde im Rahmen dieses Projektes zunächst verzichtet. Für das E-Modul der Nutfüllung wurde ein gemischtes Material aus Cu-Wicklung und Vergussmasse angenommen, das E-Modul des geblechten Statorpaketes wurde auf Basis einer experimentellen Modalanalyse bestimmt. Bild 6 zeigt exemplarisch die strukturelle Verformung des Stators bei Anregung durch die Radialkraftwelle = 6, r = 2800 Hz. 258 Die Abbildungen 7 und 8 zeigen die mittels Sbnoise berechneten Ordnungs-Spektren der abgestrahlten Schallleistung sowie deren Terz-Spektren (A-gewichtet) für die beiden Maschinenvarianten. Für den Rotor mit 84 Zähnen (Bild 7) liegen die das Geräusch dominierenden Anteile bei Frequenzen von etwa 2400 Hz und 3000 Hz (vgl. Hervorhebung in Bild 7). Bereits bei der analytischen und numerischen Rechnung war gezeigt worden, dass für diese Frequenzen sowohl Pendelmomente als auch radiale Zugkräfte zu erwarten sind. Da sich tangential angreifende Kräfte, wie sie für das Entstehen des Pendelmomentes verantwortlich sind, aufgrund der Zahnverbiegung ebenfalls auf das Geräusch auswirken [4], kann die starke Schallabstrahlung in diesem Bereich mit einer Überlagerung der Radial- und Tangentialkräfte erklärt werden. Für den Läufer mit 58 Nuten (Bild 8) konnten keine störenden Pendelmomente vorhergesagt und simuliert werden, zudem treten die Radialkraftwellen bei anderen Frequenzen auf (vgl. Bild 4). Folgerichtig ist das Frequenzspektrum in dem betreffenden Bereich unauffällig (vgl. Hervorhebung in Bild 8). Auch die vorherberechneten großen Radialkraftanregungen bei 1730 Hz, 1934 Hz, 2134 Hz treten zwar im Schalleistungsspektrum zu Tage, sind aber bezüglich des Geräusches unkritisch. Auffällig ist dagegen, dass die hinsichtlich ihrer Kraftamplitude als absolut unkritisch zu bewertenden Radialkräfte bei 2337 Hz und 2540 Hz die Schallabstrahlung im unteren Frequenzbereich dominieren. Zumindest rechnerisch ergibt sich damit eine stärkere Geräuschbildung beim Läufer mit 58 Nuten als bei der Variante mit 84 Nuten. Der subjektive Eindruck bei den Prüfstandsversuchen mit beiden Maschinen bestätigt dies allerdings nicht. Zur weiteren Klärung dieser Frage sind in naher Zukunft detaillierte Geräuschmessungen am Prüfstand geplant. Zudem soll in einer weiteren strukturmechanischen Simulation der Einfluss des Statorgehäuses und der Verspannung durch die beiden Lagerschilde berücksichtigt werden. 259 260 Die beiden unterschiedlichen Läufer wurden unter Verwendung eines identischen Ständers auf dem IAV-Prüfstand für elektromechanische Antriebssysteme vermessen. Die Maschinen wurden durch einen Spannungszwischenkreiswechselrichter mit einer Zwischenkreisspannung von 350 V und einer Abtastfrequenz von 10 kHz gespeist. Die Ergebnisse einer detaillierten Geräusch- und Betriebsschwingungsmessung stehen derzeit noch aus. Die messtechnische Erfassung der hochfrequenten Pendelmomente gestaltet sich als schwierig, da davon ausgegangen werden muss, dass die hochfrequenten Anteile des Luftspaltmomentes aufgrund der begrenzten Steifigkeit des Läufers nicht oder nur stark gedämpft an der Welle anliegen. Wenn allerdings davon ausgegangen wird, dass eine Drehmomentpendelung zu einem zyklischen Ein- und Rückspeisen von elektrischer Energie in den Zwischenkreis führt, kann der gemessene Zwischenkreisstrom als Indikator für auftretende Pendelmomente dienen. In Bild 9 ist das gemessene Frequenzspektrum des Zwischenkreisstroms für die zwei Läufervarianten dargestellt. Die analytischen Betrachtungen sowie die Ergebnisse der numerischen Simulation werden durch die Messung bestätigt. Während der Rotor mit 84 Zähnen deutliche Pendelmomente bei 2400 Hz und 3000 Hz aufweist, zeigt der Rotor mit 58 Zähnen nahezu keine hochfrequenten Anteile im Zwischenkreisstrom. 261 In diesem Beitrag wurde gezeigt, dass die elektromagnetische Anregung von Geräuschen und Schwingungen bei Kurzschlussläufer-Asynchronmaschinen maßgeblich durch die Wahl eines geeigneten Nutzahlverhältnisses von Stator und Rotor beeinflusst werden kann. Dies gilt umso mehr, wenn aus Gründen geringer Fertigungskosten, minimaler Zusatzverluste und maximaler Drehmomentdichte ungeschrägte Läufer ausgeführt werden. Es wurde dargestellt, dass die Wahl eines Nutzahlverhältnisses auf Basis von klassischen Auslegungsrichtlinien unter Umständen auf ein Maschinendesign führt, welches hinsichtlich der Pendelmomente oder des Geräuschverhaltens nicht optimal ist. Günstiger erscheint es, auf Basis analytischer Überlegungen geeignete Kombinationen festzulegen und diese durch detaillierte numerische Vorausberechnung der entstehenden Kräfte und Drehmomente zu plausibilisieren. Hierfür ist einerseits ein fundiertes Verständnis der an der Entstehung von Geräuschen und Pendelmomenten beteiligten Oberfelder in der elektrischen Maschine erforderlich. Andererseits bedingt die numerische Berechnung der elektromagnetischen Anregungen, der Eigenschwingformen sowie der Schalleistung die Verfügbarkeit geeigneter Simulationssoftware und entsprechender Rechnerressourcen. Für die beispielhaft betrachtete Maschine wurden durch eine Anpassung der Läufernutzahl die auftretenden Pendelmomente nahezu eliminiert. Eine messtechnische Verifikation des Geräuschverhaltens und der Abgleich zur numerisch berechneten Schalleistung steht aktuell noch aus und soll in der kommenden Zeit durchgeführt werden. Die Autoren danken Herrn Dipl.-Ing. Klemens Priesnitz, Fachreferent für NVH bei IAV GmbH, für die Durchführung der strukturmechanischen Berechnungen. [1] A. Binder: Elektrische Maschinen und Antriebe, Springer, Berlin, 2012 [2] G. Müller, K. Vogt und B. Ponick: Berechnung elektrischer Maschinen, WILEY- VCH, Weinheim, 2008 [3] G. Müller: Betriebsverhalten rotierender elektrischer Maschinen, Verlag Technik, Berlin, 1990 [4] H. O. Seinsch: Oberfelderscheinungen in Drehfeldmaschinen, Teubner, Stuttgart, 1992 [5] M. Al Nahlaoui, H. Steins, S. Kulig und S. Exnowski: Comparison of numerically determined noise of a 290 kW induction motor using FEM and measured acoustic radiation, Archives of Electrical Engineering, Vol. 62(2), S. 195-207, 2013 [6] Th. Schuhmann, B. Cebulski und St. Paul: Comparison of Time-Harmonic and Transient Finite Element Calculation of a Squirrel Cage Induction Machine for Electric Vehicles, XXI. International Conference on Electrical Machines, Berlin, 2014 262 hofer eds GmbH Würzburg Institut für Produktentwicklung am Karlsruher Institut für Technologie (KIT) Karlsruhe Robert Bosch GmbH Renningen AUDI AG Ingolstadt FEV GmbH Aachen Fraunhofer IISB Nürnberg Voltavision GmbH Bochum Institut für Automatisierungstechnik Fakultät für Informations- Medien und Elektrotechnik Technische Hochschule Köln Köln AB Mikroelektronik GmbH Salzburg, Austria FEAAM GmbH Neubiberg Brose Fahrzeugteile GmbH & Co. Kommanditgesellschaft Würzburg hofer eds GmbH Würzburg Universitaet der Bundeswehr Muenchen Neubiberg Brose Fahrzeugteile GmbH & Co. Kommanditgesellschaft Würzburg Ingenieurbüro Götze Chemnitz Institut für elektrische Maschinen (IEM) RWTH Aachen Aachen hofer eds GmbH Würzburg Fraunhofer IISB Erlangen FEV GmbH Aachen 263 Fraunhofer IISB Nürnberg Schaeffler Engineering GmbH Werdohl University of Applied Sciences Aschaffenburg Aschaffenburg Hottinger Baldwin Messtechnik GmbH Darmstadt hofer eds GmbH Würzburg IAV GmbH Entwicklungszentrum Chemnitz Stollberg Institut für Automatisierungstechnik Fakultät für Informations- Medien und Elektrotechnik Technische Hochschule Köln Köln HTW Dresden / Fakultät Elektrotechnik Dresden J. Mooser GmbH / Mooser EMC Technik GmbH Egling / Ludwigburg IAV GmbH Entwicklungszentrum Chemnitz Stollberg IAV GmbH Entwicklungszentrum Chemnitz Stollberg FEV GmbH Aachen / Lehrstuhl für Verbrennungs kraftmaschinen (VKA) RWTH Aachen Aachen Lehrstuhl für Verbrennungskraftmaschinen (VKA) RWTH Aachen Aachen Brose Fahrzeugteile GmbH & Co. Kommanditgesellschaft Würzburg hofer eds GmbH Würzburg Fraunhofer IISB Erlangen Robert Bosch GmbH Renningen Institut für elektrische Maschinen (IEM) RWTH Aachen Aachen AB Elektronik GmbH Werne AB Elektronik GmbH Werne IAV GmbH Entwicklungszentrum Chemnitz Stollberg Robert Bosch GmbH Renningen 264 Brose Fahrzeugteile GmbH & Co. Kommanditgesellschaft Würzburg HTW Dresden / Fakultät Elektrotechnik Dresden IAV GmbH Entwicklungszentrum Chemnitz Stollberg Institut für Automatisierungstechnik Fakultät für Informations- Medien und Elektrotechnik Technische Hochschule Köln Köln University of Applied Sciences Aschaffenburg Aschaffenburg Voltavision GmbH Bochum University of Applied Sciences Aschaffenburg Aschaffenburg University of Applied Sciences Aschaffenburg Aschaffenburg 265 2014, 47 78,00 €, Der Them zu einem zeugherst der relativ zögerlich für Stadtb Im PKWelektrisch werden. 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