Elektrische Antriebstechnologie für Hybrid- und Elektrofahrzeuge Wer jedes Risiko ausschalten will, der zerstört auch alle Chancen. Hans-Olaf Henkel Dr.-Ing. Heinz Schäfer (Hrsg.) und 79 Mitautoren Elektrische Antriebstechnologie für Hybrid- und Elektrofahrzeuge Haus der Technik Fachbuch Band 149 Herausgeber: ∙ Essen Haus der Technik Fachbuch Herausgeber der Reihe Prof. Dr. Werner Klaffke Geschäftsführendes Vorstandsmitglied des Hauses der Technik e.V. Die Konkurrenzfähigkeit einer rohstoffarmen Volkswirtschaft hängt ganz wesentlich vom Faktor „Wissen“ ab. Verbunden mit kreativem Gestaltungswillen wird aus Wissen Kompetenz. Kompetenzvermittlung ist der zentrale Aspekt des Hauses der Technik, die über 90 Jahre schon praxisorientiert und disziplinenüberschreitend durch Tagungen, Symposien, Seminare und Workshops qualitativ hochstehend dargestellt wird. Damit arbeiten wir an den Grundlagen für neue Produkte und Dienstleistungen, deren Vermarktung zu Innovationen und damit zu Wertschöpfung führen. Mehr als 70% der erfolgreichen Innovationen, ob inkrementell oder radikal, entstehen aus der Verknüpfung häufig bereits bekannter Elemente, weshalb es geradezu essentiell ist, akademische Schubladen zu verlassen und die Elemente der Kompetenzen intelligent und bedarfsorientiert zu kombinieren. Das geschieht in branchenübergreifenden Innovationsnetzwerken und Technologieclustern, die sich in neuen Wertschöpfungsketten zusammenfinden. Neue Elemente der Netzwerkbildung belebt durch die zunehmende Digitalisierung der Arbeitswelt gesellen sich zu den traditionellen Informationsquellen, zu denen auch die vorliegende Publikation gehört. Die bewährten Haus der Technik Fachbücher befassen sich mit den wichtigen Themen der Technik, der Wirtschaft und angrenzender Gebiete, wie Medizintechnik, Biotechnik und neue Medien. Das Beste, das oft mühsam und mit viel Aufwand von den Veranstaltungsreferenten zusammengetragen wurde, wird damit einem größeren Fachpublikum zugänglich gemacht. Die Haus der Technik Fachbücher dienen den Teilnehmern als nützliches Nachschlagewerk und anderen Interessenten beim Selbststudium zu beruflichem Nutzen und Erfolg. Beim vorliegenden Band liegt der Focus auf dem aktuellen Thema „Elektrische Antriebstechnologie für Hybrid- und Elektrofahrzeuge”. Hierzu wird unter Leitung von Herrn Dr.-Ing. Heinz Schäfer im September 2019 eine Tagung in Würzburg durchgeführt. Vorwort Neue Herausforderungen an die elektrische Antriebstechnik sind vor allen Dingen durch den zukünftigen Einsatz von „Autonomen Fahrzeugen“ am Markt zu beobachten. Hierbei handelt es sich hauptsächlich um stark gestiegene Anforderungen an die Lebensdauer sowie immer höhere Sicherheitsstandards. Durch die extrem steigenden Stückzahlen in den nächsten Jahren spielen auch die Materialverfügbarkeit sowie das Recycling bzw. die Wiederverwertbarkeit besonders der sogenannten „Seltenen Erden“ eine große Rolle. Viele Automobilhersteller denken deshalb bereits über einen „Antriebsmix“ aus unterschiedlichen EM-Technologien bei mehrmotorigen Antrieben nach. Auch stehen weiterhin elektrische Maschinen mit reduziertem Magnetanteil bzw. magnetlose elektrische Maschinen im Fokus. Bei der Leistungselektronik befasst man sich seit geraumer Zeit auch wieder, bei Spannungen um die 800V, mit Siliziumcarbid-Halbleitern, kurz SIC. Diese bieten neben vielen Vorteilen jedoch noch einen entscheidenden Nachteil, nämlich die immensen Kosten. Diese müssen natürlich ganzheitlich an den Systemkosten gespiegelt werden. Die großen Herausforderungen werden aber in den nächsten Jahren der Aufbau der „Ladeinfrastruktur“ bei batteriebetriebenen Fahrzeugen sowie bei Fahrzeugen mit Brennstoffzellen der Aufbau der „Wasserstofftankstellen“ bleiben. Auf den elektrischen Antrieben haben die unterschiedlichen Energiespeichersysteme jedoch keinen nennenswerten Einfluss. Der vorliegende Themenband möge dazu beitragen, ein vertieftes Systemverständnis der elektrischen Antriebe zu erreichen, um einen optimalen Einsatz in den jeweiligen Fahrzeugvarianten zu gewährleisten. Besonderer Dank gilt Herrn Bernd Hömberg vom Haus der Technik e.V. für die Vorbereitung der Veranstaltung sowie Frau Koranyi vom expert verlag für die verlegerische Betreuung des Buches. Herzlichen Dank auch allen Mitautoren für ihre Bereitschaft, einen Beitrag zu diesem Themenband zu liefern sowie allen, die zum Gelingen des Buches beigetragen haben. An dieser Stelle möchte ich mich besonders bei Frau Friederike Zinser von hofer eds und Herrn Florian Müller von hofer hp bedanken, die mich bei den Vorbereitungen immer tatkräftig unterstützt haben. Würzburg, im Herbst 2019 Dr.-Ing. Heinz Schäfer Inhaltsverzeichnis Vorwort 1 Influencing Factors to the Electrical Drive by using SIC-Power Semiconductors................................................................................... 1 Heinz Schäfer 2 Maximierung der Leistungsdichte elektrischer Maschinen durch elektromagnetische und thermische Maßnahmen ............... 13 Tobias Engelhardt, Johannes Lange, Stefan Oechslen, Axel Heitmann 3 Einsatz segmentierter E-Maschinen in einem Kfz-Antriebsstrang - Einfluss der Segmentierung auf die Maschinenperformance..................................................................... 25 Sebastian Schulte, Markus Henke, Robert Plikat, Bartosch Czapnik 4 Radnabenmotoren mit hohem Kupferfüllfaktor durch umformtechnisch hergestellte Spulen ............................................. 35 Florian Pauli, Michael Schröder, Kay Hameyer 5 Novel Rotor Design for Traction Machines with Improved Utilizations of Rare Earth Magnet Materials .................................... 48 Gurakuq Dajaku 6 Axial Flux Machines: Suitable Traction Motors for Electrified Drivetrains? ........................................................................................ 60 Malte Jaensch, Dominik Grosch, Victor Escamilla 7 Vergleich von Axial- und Radialflussmaschine bei modularer Bauweise mit U-Kernblechen............................................................ 79 Alexander Kleimaier 8 Auslegung hochtouriger elektrischer Antriebe mit hoher Leistungsdichte ................................................................................. 92 Andreas Neubauer, Wolfgang Thaler, Stefan Heinz 9 Ein Mild Hybrid für den Rennsport auf 48V Basis......................... 104 Martin Berger, Hugh R. Blaxill, Robert E. Vischer, Rupert Tull de Salis Inhaltsverzeichnis 10 Doppelzweipunktwechselrichter für Elektrofahrzeuge - Systemeigenschaften und Steuerung ............................................ 114 Johannes Büdel, Johannes Teigelkötter 11 NVH für die E-Mobilität .................................................................. 128 Matthias Pohl, Sonja Wolf 12 Wasserstoff und Brennstoffzelle - ein wichtiger Bestandteil zukünftiger emissionsfreier Mobilität ............................................ 144 Armin Diez 13 hyPowerRange - Direktgekoppelter hybrider Energiespeicher für Elektrofahrzeuge - Entwicklung, Systemintegration, Energie- & Thermomanagement..................................................... 148 Matthias Puchta, Michael Schwalm, Philipp Jankowski, Florian Miller, Uwe Jörg Blume, Florian Fritzsche, Thomas Mückenhoff, Rüdiger Zinke, Andreas Rupp, Stefan Kater, Felix Wachter, Michael Sonnekalb, René Schmerer, Pascal Best 14 Gebrauchte Batterien aus E-Fahrzeugen als stationäre Energiespeicher wiederverwenden ................................................ 156 Jürgen Kölch 15 Two-Drive-Transmission with Range-Extender (DE-REX) powertrain results and potentials of the designed electrical machine............................................................................ 166 Yves Gemeinder, Andreas Binder, Jeongki An, Andreas Viehmann, Stephan Rinderknecht 16 Der Planetenmotor mit integrierter Elektonik und mechanischer Feldschwächung als neuer Antrieb für Elektro-Kfz ...................... 180 Manfred Schrödl, Andreas Brunner, Richard Spießberger 17 Quantifizierung von Einflussfaktoren auf die Drehmomentgenauigkeit in elektrischen Antrieben mittels Sensitivitätsanalyse......................................................................... 199 Matthias Braband, Andreas Wilhelmi, Matthias Scherer 18 Energieeffiziente Regelung von Fahrzeugantrieben mit permanenterregten Synchron- und Asynchronmotoren unter Berücksichtigung von Umrichter, Eisenverlusten und Sättigung .......................................................................................... 218 Thomas Windisch, Wilfried Hofmann 19 Elektromagnetische Verträglichkeit von E-Antrieben / Hochvoltsystemen Aktueller Stand, Weiterentwicklung, Messverfahren .................... 238 Jakob Mooser Inhaltsverzeichnis 20 Modulares Simulationswerkzeug zur Analyse dynamischer Vorgänge in Hochvolt-Bordnetzen ................................................. 245 Sebastian Raab, Michael Hoerner, Ansgar Ackva, Armin Dietz 21 Optimized electrified drivetrains and duty cycle testing methods related to future autonomous driving vehicle concepts ........................................................................................... 258 Christian Kajinski, Ralf Wörner, Lino Pott, Mathias Lutz, Harald Scheihing, Christoph Pasler 22 High-Performance Cast Rotors with zero porosity ....................... 265 Péter Szilágyi, David Schmitz, Michael Breuckmann, Sören Tilders, Sören Miersch, Uwe Schuffenhauer, Thomas Schuhmann 23 Smart Laser Systems and Innovative Welding Technologies Enable Large Scale Drivetrain Electrification................................ 270 Matthias Beranek, Oliver Bocksrocker 24 Spezielle Magnetisiertechnologie für optimierte Fertigungsabläufe............................................................................ 278 Jonas Walter 25 Quo Vadis Elektrofahrzeuge: Rückschau - Status Quo - Vorschau .......................................................................................... 290 Fabian Schüppel, Jan Gacnik Die Autoren ..................................................................................299 1 Influencing Factors to the Electrical Drive by using SIC-Power Semiconductors Heinz Schäfer Abstract In existing traction drive applications, mainly IGBT’s will be used for the power semiconductors. For future applications with a demand on higher switching frequencies greater than 10 kHz, the so-called switching losses are also increased. This will have a negative impact to the efficiency of the electrical drive. By using SIC-power semiconductors, these switching losses can be reduced. On the other hand, by using SIC-power semiconductors, the impacts to the electrical machine, e.g. winding isolation (aging) and bearing (bearing currents) has to be considered. Impact regarding EMC and NVH of the electrical drive will be also evaluated. Further, the impact on the efficiency of the electrical drive in different working points should be investigated. Kurzfassung Derzeit kommen für Leistungshalbleiter im Traktionsbereich hauptsächlich IGBTs zum Einsatz. Für zukünftige Applikationen, die eine höhere Schaltfrequenz als 10 kHz erfordern, steigen jedoch die sogenannten Schaltverluste stark an, was sich nachteilig auf den Wirkungsgrad des Antriebs auswirkt. Mit SIC-Leistungshalbleiter kann dieser Nachteil bei hohen Schaltfrequenzen jedoch reduziert werden. Beim Einsatz von SIC-Leistungshalbleiter müssen besonders die Einflüsse auf die elektrische Maschine, wie Wicklungsisolation (Alterung) und Lager (Lagerströme), beachtet werden. Beachtung finden aber auch die Einflüsse auf die EMV und NVH des elektrischen Antriebes. Ferner soll natürlich auch der Einfluss auf den Wirkungsgrad des elektrischen Antriebes in unterschiedlichen Lastpunkten untersucht werden. 1 1 Influencing Factors to the Electrical Drive by using SIC-Power Semiconductors 1 Typical electrical drive train In figure 1, a typical electrical drive train is depicted. Not considered in this figure is the battery charger and the mechanical transmission. Normally the energy storage will be a Li-Ion-battery with a nominal voltage of approx. 300 V to 800 V. A typical inverter will be a three phase inverter based on IGBT-power switches with a switching frequency of approx. 10 kHz. The electrical machine for an axle drive can be a PSM, FSM or IM, tailored to the application. Fig. 1: Typical electrical drive 2 Typical power losses within power semiconductors In figure2, there is a typical switching behavior including the related power losses within a power semiconductor depicted. The switching losses are dominant compared to the conducting losses. Therefore the “overlapping time” between current and voltage should be as short as possible in order to reduce the “turn on” and “turn off” switching losses. Fig. 2: Typical electrical drive 2 1 Influencing Factors to the Electrical Drive by using SIC-Power Semiconductors 3 Motivation for using power-switches based on SIC-semiconductors The power for a typical electrical traction drive is in a range of 80 to 300 kW. The typical losses within the electrical drive is in a range of 3% to 7% related to the total losses of the electrical car. Compared to the existing SI-technology (IGBT), the SIC-Technology can provide many advantages like, higher reverse voltages, higher switching frequencies, lower switching - and conducting losses. Together with a higher thermal conductivity, we can achieve a very compact and efficient power electronic for drive train applications. The improvement of power, power density and efficiency in relation with a simultaneous reduction of the total assembly space, weight and costs are big advantages for future electrical cars. 4 SIC-semiconductors for compact and efficient electrical drives 4.1 Advantages of SIC-semiconductors The semiconductor material of SIC has a big band gap compared to the other materials. These offers many advantages. In figure 3 the material properties of two different semiconductors are depicted. Fig. 3: Comparison of power semiconductors As well as silicon carbide as gallium nitride to have better electrical properties as silicon and enable higher switching frequencies and lower one state resistance especially within partly load. Further SIC has excellent thermal properties whereby very high operation temperature are possible and the demand for cooling can be reduced. If we compare two power devices (1200 V / 300 A) based on silicon or silicon carbide directly, it can be depicted in figure 4, that especially the switching losses within the SIC-module is much lower. But the voltage drop related to the nominal current is higher. Besides the lower switching losses the high board thermal capacity of the SICcomponents is also a further advantages. Especially, with an inverter with high efficiency, the demand for cooling can be reduced significantly and therefore also the installation space, the weight and system costs. 3 1 Influencing Factors to the Electrical Drive by using SIC-Power Semiconductors Fig. 4: Comparison of power losses And in figure 5 there is shown a comparison for a given application realized with IGBT and SIC. Fig. 5: Technical comparison 4.2 Disadvantages of SIC-semiconductors The practical implementation of the “positive” technical properties to economical products and applications also some “negative” properties has to be considered: - The manufacturing process of silicon carbide crystals is very expensive at this time - SICwafer to this day contains 5 - 10 defects per cm 2 (micropipes). That means, an acceptable yield will only be possible for small chips. - SIC-wafer are with 3” much lower as Si-Wafer with 6” to 8” - Also the „parasitics“ will be more important compared to existing solutions (see figure 6 and 7) 4 1 Influencing Factors to the Electrical Drive by using SIC-Power Semiconductors Fig. 6: Parasitics of a power semiconductor Fig. 7: Parasitics Capacities Summary: SIC-Chips have many advantages, but are more expensive as SI-Chips. Therefore, it is very important to consider the system costs in total. 5 Reduction of current ripple in an electrical machine As very well known, the power density of an electrical machine can be increased by increasing the speed of the electrical machine. That means, it is possible to reduce the installation space by increasing the speed under remaining the peak power of the electrical machine. For such kind of applications, we have to adapt the number of pol pairs of the electrical machine and also the switching frequency of the inverter. For typical existing applications a switching frequency of approx. 4 kHz to 10 kHz will be applied in order to achieve a max. fundamental frequency of approx. 1 kHz. Typical 5 1 Influencing Factors to the Electrical Drive by using SIC-Power Semiconductors voltage / current-characteristics are depicted in figure 8. For a higher speed of the electrical machines it makes sense to increase the switching frequency. Fig. 8: Current Characteristic: Influence of switching frequency Especially for high-speed applications the inductance within high-utilized electrical machines are comparable low. Because the inverter has a switching operation, the phase current in the electrical machine have many harmonics. These current harmonics produces additional ohmic losses within the electrical machine and will contribute to heat up the machine. Usually the electrical parameters (resistance, inductivity and magnetic flux) are treated as constants. However, especially the inductivity may vary in a range up to 40%, depending on the actual rotor position and the stator currents. The reason for the high variation of the inductance will also described as saturation of the iron within the magnetic circuit (see figure 9). The comparable low inductance within the saturation area leads also to higher amplitudes of the current harmonics. Fig.9: Saturation within an electrical machine 6 1 Influencing Factors to the Electrical Drive by using SIC-Power Semiconductors 6 Influences regarding the winding insulation (aging) of the electrical machine The development of compact and efficient electrical machines is connected with the improvement of the properties of the insulation system, especially in relation to the electrical, thermal, chemical and mechanical stress. For example, the wire insulation of the winding within the electrical machine, will be stressed with approx. 2 times of the DC-Link voltage. The reason for this over voltage is the super position of the reflected voltage wave with the inverter output voltage. A so-called travelling wave will arise, if a rectangular voltage with a very high rising edge (in a range of ns), that means very high frequency. This so-called “reflected wave phenomena” will arise, if the wave impedance will change during the direction of a wave. In the figure 10 the reflection and refraction of a voltage travelling wave are depicted. Fig. 10: Impact to winding insulation The grade of reflection can be determined with the following equation: 𝑟 𝑍 𝑍 𝑍 𝑍 The relation between rise time t r , and the critical cable length l crit is 𝑙 𝜗 ∗ ∙ 2 𝑙 𝐼𝐺𝐵𝑇 3,75𝑚 𝑙 𝑆𝐼𝐶 0,75𝑚 This voltage overshoot at the terminal of the electrical machine can lead to a so-called “partial discharge” within the winding of the electrical machine and can accelerate the aging of the insulation material. 𝜗 : 𝑤𝑎𝑣𝑒 𝑠𝑝𝑒𝑒𝑑 𝑤𝑖𝑡ℎ𝑖𝑛 𝑡ℎ𝑒 𝑐𝑎𝑏𝑙𝑒 𝑡𝑦𝑝𝑖𝑐𝑎𝑙 150 𝑚/ 𝜇𝑠 𝑡 : 𝑟𝑖𝑠𝑒 𝑡𝑖𝑚𝑒 𝐼𝐺𝐵𝑇 0,05 𝜇𝑠 𝑆𝑆𝐼𝐶 0,01 𝜇𝑠) 𝑟: 𝑅𝑒𝑓𝑙𝑒𝑐𝑡𝑖𝑜𝑛 𝑐𝑜𝑒𝑓𝑓𝑖𝑐𝑖𝑒𝑛𝑡 𝑍 : 𝑊𝑎𝑣𝑒 𝑖𝑚𝑝𝑒𝑑𝑎𝑛𝑐𝑒 𝑜𝑓 𝑡ℎ𝑒 𝑐𝑎𝑏𝑙𝑒 𝑍 : 𝑊𝑎𝑣𝑒 𝑖𝑚𝑝𝑒𝑑𝑎𝑛𝑐𝑒 𝑜𝑓 𝑡ℎ𝑒 𝑒𝑙𝑐𝑡𝑟𝑖𝑐 𝑚𝑎𝑐ℎ𝑖𝑛𝑒 7 1 Influencing Factors to the Electrical Drive by using SIC-Power Semiconductors 7 Influences regarding EMI The pulsating operation behavior of the power electronics can lead to the following challenges: - Disturbance of sensor or radio receiver - Non-admission of a car due to EMC-regulations and norm - Bearing currents in the electrical machine and transmission The following considerations are based on an electrical powertrain depicted in figure 11. [1] The power electronics linked the DC-site to the AC-site. The transformation from DCvoltage to the three-phase system take place via pulse with modulation or space vector modulation for example. This is the reason for the conducted HF-disturbance signals, transmitted from the power electronics. Fig. 11: CM/ DM in a 3 Phase system The reason for the common mode voltage is the super position of the three phases. The definition of the common mode voltage can be described as the average of the three phase voltages related to Ground (see figure 12). u cm contains only discrete values. 𝑢 𝑢 𝑢 𝑢 3 𝑢 𝑢 2 , 𝑢 6 8 1 Influencing Factors to the Electrical Drive by using SIC-Power Semiconductors Fig. 12: Generation of CM voltage (normed to U d/ 2 ) The EMI behaviour of the power electronics can be characterized for a typical pulse. In figure 13 the related frequency spectrum is depicted. Fig. 13: Spectrum of a typical pulse 9 1 Influencing Factors to the Electrical Drive by using SIC-Power Semiconductors The disturbance spectrum is given by the following equation: The spectrum is initially constant until a frequency of 10 kHz. Over f = 10 kHz, the frequency will be decreased with 20 dB per decade. Over a frequency f > 1,6 MHz, the spectrum will be decreased to 40 dB. The second cut off frequency is resulting from the term: 𝑠𝑖𝑛 𝜋 ∗ 𝑓 ∗ 𝑡 𝜋 ∗ 𝑓 ∗ 𝑡 If we are increase the rise time t r , that means to reduce the voltage step less also the value of the spectrum will be reduced in the higher frequency range. 8 Technical reasons for special bearing currents in the EM There are mainly two reasons for high frequency bearing currents within inverter supplied electrical machines. On the one hand leads the rectangular output voltage of the inverter to a common mode voltage, on the other the design of a three phase electrical machine built up a common mode circuit, mainly consisting of distributed capacities and supplied from the common mode voltage, see figure 14. In this paper exemplary, the capacitive current also described as a du/ dt-current will be considered. [1] Fig. 14: HF-structure of an electrical machine 𝑋 2𝑈 ∗ 𝜏 𝑇 ∗ sin π ∗ 𝑓 ∗ 𝜏 π ∗ 𝑓 ∗ 𝜏 ∗ sin π ∗ 𝑓 ∗ 𝑡 π ∗ 𝑓 ∗ 𝑡 𝑈 : 𝐷𝐶 𝑙𝑖𝑛𝑘 𝑣𝑜𝑙𝑡𝑎𝑔𝑒 𝜏 ∶ 𝑃𝑢𝑙𝑠𝑒 𝑡𝑖𝑚𝑒 𝑡 ∶ 𝑅𝑖𝑠𝑒 𝑡𝑖𝑚𝑒 𝑇 ∶ 𝑆𝑤𝑖𝑡𝑐ℎ𝑖𝑛𝑔 𝑡𝑖𝑚𝑒 𝑓 ∶ 𝐹𝑟𝑒𝑞𝑢𝑒𝑛𝑐𝑦 10 1 Influencing Factors to the Electrical Drive by using SIC-Power Semiconductors 9 Reduction of the common mode voltage via special space vector modulation As mentioned, the reason for appearing the capacitive injected interferences (voltages, currents) can be found in the existence of a common mode voltage U cm . Due to the fact, that the generation of the common mode voltage is given by pulsing in the power electronics it makes sense to change the used pulse pattern in order to reduce the common mode voltage on the one hand and reduce the number of switching ramps within the common mode voltage. A new approach to utilize both possibilities without influencing the grad of modulation provides the method of “Sequential Impulse Placement” (SIP). The SIP is based on the basic classical space vector modulation depicted in figure 15. The modification of the pulse pattern consists in a replica of a reference voltage space vector based on two border vectors in combination with yours against vectors. For example to build up a reference voltage space vector within sector 1. A possible switching sequence could be u 1 , u 2 , u 5 as described in the figure 15. Fig. 15: Reduction of bearing currents: SIP-space vector modulation The advantages is to neglect the zero vectors as used in the classical space vector modulation, therefore the common mode voltage can be reduced if the SIP method will be applied. In the figure 15, the measurement results confirm the use of SIP in view of a reduced common mode voltage and bearing current. [2] 10 Summary Especially for high power electrical traction drives in relation with high-utilized electrical machines, it is possible to achieve a very compact and efficient power electronics by using SIC. In this context by using SIC, it is very important to know also the impacts to an electrical drive regarding over voltages (aging of winding insulation), EMI-behavior and bearing currents and also to know counter measures in order to reduce these “negative” impacts. Concerning cost issues, we have to consider the total costs of an electrical drive system and not only the costs for the power modules. s 1 T 11 1 Influencing Factors to the Electrical Drive by using SIC-Power Semiconductors Reference [1] Bastian Heidle: EMV-gerechte Gestaltung einer elektrischen Maschine für Hybrid- und Elektrofahrzeuge. Cuvillier Verlag Göttingen 2017; ISBN 978-3-7369-9671-7 [2] Johann Zitzelsberger: Optimierte Raumzeigermodulation zur Verringerung gleichtaktbedingter Lagerströme. Shaker Verlag Aachen 2007; ISBN 978-3-8322-6646-2 12 2 Maximierung der Leistungsdichte elektrischer Maschinen durch elektromagnetische und thermische Maßnahmen Tobias Engelhardt, Johannes Lange, Stefan Oechslen, Axel Heitmann Abstract Electric motors are suitable for sports cars due to their power density. The increasing power density however is a challenge to the thermal layout of the motor, since there is a conflict of objectives between the peak and the continuous power. Another conflict of objectives is between maximum torque and maximum speed, even though both are required to reach the performance of the vehicle. Porsche has aimed at improving all conflicting objectives significantly. This paper describes the requirements and the actual design of the electric motor. Conflicts of objectives are discussed. The implemented measures for reaching the objectives are described and their effect is demonstrated by measurements on the test bench. It is shown, that considerable measures are necessary to increase the continuous power due to the high power density of the motor. Evaluation parameters like the power density or Esson’s utilization factor are discussed and found insufficient for evaluating the full performance of the electric motor. Thus, two alternatives are proposed. The described evaluation parameters are used to compare Porsche’s electric motor to competitors. Kurzfassung Elektrische Maschinen eigenen sich für den Einsatz in Sportwagen aufgrund ihrer hohen Leistungsdichte. Mit steigender Leistungsdichte steigen allerdings die Anforderungen an die thermische Auslegung der elektrischen Maschine, da zwischen der Steigerung der Kurzzeit- und der Dauerleistung ein Zielkonflikt besteht. Ein weiterer Zielkonflikt besteht zwischen dem maximalen Drehmoment und der maximalen Drehzahl, obwohl beide Größen für die Erreichung der gewünschten Fahrleistungen erforderlich sind. Die Porsche AG hat es sich zum Ziel gemacht, alle Zielgrößen gegenüber dem Stand der Technik deutlich zu erhöhen. In diesem Beitrag werden zunächst die Anforderungen und dann die Umsetzung der entwickelten elektrischen Maschine beschrieben. Im Anschluss werden wichtige Zielkonflikte zwischen den verschiedenen Zielgrößen der Auslegung diskutiert. Die umgesetzten Maßnahmen zur Erreichung der Ziele werden beschrieben und deren Auswirkung anhand von Messungen an einem Hochdrehzahlprüfstand dargelegt. Dabei zeigt sich, dass aufgrund der hohen kurzzeitigen Leistungsdichte umfangreiche Maßnahmen zur Erhöhung der Dauerleistung getroffen werden müssen. 13 2 Maximierung der Leistungsdichte elektrischer Maschinen durch elektromagnetische und thermische Maßnahmen Im Anschluss werden mögliche Bewertungsgrößen, wie beispielsweise die Leistungsdichte oder die Esson’sche Ausnutzungsziffer, diskutiert und für eine umfassende Bewertung der Performance als nicht ausreichend eingeschätzt. Zur Ergänzung werden deshalb zwei alternative Bewertungsgrößen vorgeschlagen. Zuletzt werden die beschriebenen Bewertungsgrößen eingesetzt, um die von der Porsche AG entwickelte elektrische Maschine mit Wettbewerbern zu vergleichen. 1 Einleitung Die in diesem Beitrag gezeigten Untersuchungen sind Teil eines Vorentwicklungsprojektes der Porsche AG. In diesem Vorentwicklungsprojekt wird eine hochintegrierte Achsantriebseinheit mit dem Ziel entwickelt, die kurzzeitige und dauerhafte Leistungsdichte deutlich anzuheben. 2 Anforderungen Die hochintegrierte Achsantriebseinheit ist als Vorderachsantrieb für einen elektrischen Sportwagen vorgesehen. Dazu müssen bestimmte Anforderungen bezüglich des Achsdrehmoments sowie der kurzzeitig und dauerhaft verfügbaren Leistung erfüllt werden. Nach umfangreichen Voruntersuchungen leiten sich daraus für die elektrische Maschine die in Tabelle 1 aufgelisteten Anforderungen ab. Im Folgenden sind mit „Leistung“ immer die maximale, kurzzeitig abrufbare Leistung und mit „Drehmoment“ das maximale Drehmoment gemeint. Tabelle 1: Anforderungen elektrische Maschine Anforderung Wert Einheit max. Drehmoment 160 Nm max. Drehzahl 24.000 1/ min max. Leistung 140 kW max. Dauerleistung 120 kW 3 Beschreibung der elektrischen Maschine Die elektrische Maschine ist eine permanenterregte Synchronmaschine mit Doppel-V- Anordnung der Magnete und einer verteilten Zweischichtwicklung aus Runddrähten. Die Magnete sind NdFeB-Magnete und die Blechpakete bestehen aus lasergeschnittenen NO20-Blechen. Die elektrische Maschine wird im Folgenden PAG-PSM genannt. Primärziel bei der Auslegung ist die Einhaltung der Anforderungen. Dabei ist es eine besondere Herausforderung, die Zielkonflikte zwischen Drehmoment, Leistung, Drehzahlfestigkeit und Dauerleistung aufzulösen. Eine Abhandlung der entstehenden Zielkonflikte befindet sich im folgenden Kapitel. Darüber hinaus wird hoher Wert auf die Drehmomentwelligkeit und den Wirkungsgrad gelegt, insbesondere bei höheren Geschwindigkeiten und höheren Lasten. 14 2 Maximierung der Leistungsdichte elektrischer Maschinen durch elektromagnetische und thermische Maßnahmen 4 Zielkonflikte bei der Auslegung elektrischer Maschinen Die Auslegung elektrischer Maschinen ist komplex und umfasst viele Disziplinen. Besonders wenn produktionstechnische und wirtschaftliche Faktoren mit einbezogen werden, ergeben sich zahlreiche Zielkonflikte. Im Folgenden wird ein kleiner Ausschnitt dieser Zielkonflikte aufgegriffen und beschrieben, der für die spätere Interpretation der gezeigten Ergebnisse erforderlich ist. Die beschriebenen Zielkonflikte entstehen aus hohen Anforderungen an die Performance bei kleinen Bauraumvorgaben:  Drehmoment ↔ Leistung Der Kompromiss zwischen Drehmoment und Leistung wird über die Windungszahlen eingestellt. Mit steigenden Windungszahlen bei gleichem maximalen Inverterstrom steigen die Durchflutung und damit das Drehmoment an [1]. Im Umkehrschluss sinkt mit steigenden Windungszahlen der stationäre Kurzschlussstrom und damit auch die Leistung, insbesondere bei hohen Drehzahlen [2]. 𝑀 ~ 𝑤 (1) 𝑃 (𝑛 ) ~ 1 𝑤 (2)  Leistung/ Drehmoment ↔ Maximaldrehzahl Mit zunehmender Drehzahl erhöhen sich die mechanischen Spannungen infolge der Zentrifugalkräfte im Rotor quadratisch. Insbesondere in den Stegen zwischen den Magneten und zwischen den Magneten und dem Luftspalt führen diese Spannungen zu einer hohen Materialbeanspruchung und eventuell zum Ausfall des Rotors. Trotz einer spannungsoptimalen Auslegung der Flussbarrieren, muss die Stegbreite mit steigender Maximaldrehzahl angehoben werden. Dadurch kommt es zu höheren Streuverlusten an den Magnetenden und dadurch auch zu einer Reduzierung des Drehmoments sowie der Leistung [3].  Drehmoment ↔ Dauerleistung Die Dauerleistung hochdrehender elektrischer Maschinen ist oft durch die Grenztemperatur des Rotors (Magnete) bestimmt. Eine in dieser Art thermische begrenzte Maschine wird als rotorkritisch bezeichnet. Da der Rotor grundsätzlich schwieriger zu kühlen ist als der Stator, ist es deshalb entscheidend die Rotorverluste zu minimieren. Ein sehr wirksames Mittel zur Reduzierung der Rotorverluste ist eine Vergrößerung des Luftspalts. Insbesondere bei elektrischen Maschinen mit vergrabenen Magneten und hoher Reluktanzmomentnutzung führt dies allerdings zu einer Reduzierung des Drehmoments.  Dauerleistung ↔ Leistung/ Drehmoment Die Grenztemperatur des Rotors entspricht häufig der maximal zulässigen Magnettemperatur. Diese maximal zulässige Magnettemperatur wird so definiert, dass im Falle eines Kurzschlusses, und den damit eintretenden transienten Kurzschlussströmen, die Feldstärke in den Magneten nicht zur Entmagnetisierung führt. Mit steigender 15 2 Maximierung der Leistungsdichte elektrischer Maschinen durch elektromagnetische und thermische Maßnahmen Magnettemperatur sinkt die zulässige Feldstärke. Bei gleicher Qualitätsstufe weisen Magnete mit hoher Widerstandsfähigkeit gegen Entmagnetisierung eine geringere Remanenzflussdichte auf, wodurch das Drehmoment und insbesondere die Leistung sinken. Eine weitere Herausforderung ergibt sich durch die mit steigender Leistungsdichte zunehmenden Oberschwingungen, die aus den Spannungspulsen des Inverters entstehen. Diese Oberschwingungen führen insbesondere zu einer deutlichen Erhöhung der Magnetverluste [4], was bei rotorkritischen elektrischen Maschinen zu einer Reduzierung der Dauerleistung führen kann. 5 Messergebnisse Die Messungen erfolgen an einem Hochdrehzahlprüfstand mit Lastmaschine und Übersetzungsgetriebe. Der Prüfling wird über einen Universal-Inverter betrieben und die Rotortemperatur mittels Telemetriesystem übertragen. Aus Bauteilschutzgründen wird das Temperaturniveau für die Messungen um 50 K abgesenkt, woraus sich korrigierte Grenztemperaturen für Stator und Rotor ergeben. Daraus ergibt sich ein Fehler bei den Absolutwerten der ermittelten Daten. Die Aussage über die Effektivität der vorgestellten Maßnahmen bleibt erhalten. 5.1 Kurzzeitige Leistung Bild 2 zeigt die Messung der Leistung (10s) und des Drehmoments. Die Anforderungen werden erfüllt und die Leistung ist bei mittleren Drehzahlen deutlich über den geforderten 140 kW. Die geforderte Maximaldrehzahl von 24.000 1/ min kann dauerhaft innerhalb der Grenzwerte für Schwingungen gefahren werden. Daraus berechnet sich bei 650V DC-Spannung eine Leistungsdichte von 10,6 kW/ kg, bezogen auf die Masse der Aktivteile. Bild 2: PAG-PSM, 10s, 650V 0 4000 8000 12000 16000 20000 24000 Drehzahl / 1/ min 0 50 100 150 200 Drehmoment / Nm, Leistung / kW Volllastkennlinie 650V Drehmoment Leistung 16 2 Maximierung der Leistungsdichte elektrischer Maschinen durch elektromagnetische und thermische Maßnahmen 5.2 Dauerleistung mit herkömmlicher Kühlung Alle zunächst beschriebenen Varianten haben eine herkömmliche Wassermantelkühlung und keine separate Rotorkühlung. Die Messungen der Dauerleistung (S1) am ersten Prototypen (Evo1) zeigen eine sehr geringe Dauerleistung (siehe Bild 3 und 4). Insbesondere bei 800V DC-Spannung kann bereits bei 11.000 1/ min kein Drehmoment mehr dauerhaft gefahren werden. Die Maschine ist in dieser Konfiguration rotorkritisch, d.h. die Grenztemperatur der Magnete wird erreicht. Die sehr geringen Dauerleistungswerte der Evo1 sind auf die in Kapitel 3 erwähnten Oberschwingungsverluste zurückzuführen, wodurch auch die deutliche Abhängigkeit von der DC-Spannung zu erklären ist. Bild 3: PAG-PSM, S1, 650V Bild 4: PAG-PSM, S1, 800V 0 4000 8000 12000 16000 20000 24000 Drehzahl / 1/ min 0 50 100 150 200 Leistung / kW Dauerleistung Wasserkühlung 650V Evo2 10s Evo1 S1 Evo2 S1 Evo2 S1 grob Evo2 S1 fein 0 4000 8000 12000 16000 20000 24000 Drehzahl / 1/ min 0 50 100 150 200 Leistung / kW Dauerleistung Wasserkühlung 800V Evo2 10s Evo1 S1 Evo2 S1 Evo2 S1 grob Evo2 S1 fein 17 2 Maximierung der Leistungsdichte elektrischer Maschinen durch elektromagnetische und thermische Maßnahmen Eine Verbesserung der Dauerleistung wurde durch die Weiterentwicklung des Blechschnitts (Evo2) mit einer deutlichen Reduzierung der Rotorverluste erreicht. Bei 800V DC-Spannung ist die gemessene Dauerleistung aber immer noch sehr niedrig. Durch eine Segmentierung der Magnete können die durch Oberschwingungen erzeugten Wirbelstromverluste deutlich reduziert werden [5]. Um dies zu untersuchen, wurden zwei weitere Varianten des Rotors mit verschiedener Segmentdicke aufgebaut (siehe Bild 5). Die Magnete bestehen jeweils aus vielen kleinen miteinander verklebten Segmenten. Die Segmentierungsrichtung ist tangential (in der Bildebene) ausgeführt. Durch die Segmentierung der Magnete steigt die Dauerleistung deutlich an. Bei 650V DC-Spannung (siehe Bild 3) und grober Segmentierung ist die Maschine bis kurz vor der Maximaldrehzahl bei 24.000 1/ min statorkritisch, d.h. der Rotor erreicht in keinem S1-Betriebspunkt seine Grenztemperatur. Aufgrund des Anstiegs der Oberschwingungsverluste in Abhängigkeit der DC-Spannung ist bei 800 V die feine Magnetsegmentierung notwendig. In diesem Fall ist die Dauerleistung durch die auftretenden Wicklungstemperaturen beschränkt (statorkritisch). Die Segmentierung der Magnete ist eine sehr wirkungsvolle Maßnahme zur Erhöhung der Dauerleistung bei inverterbetriebenen elektrischen Maschinen mit hoher Leistungsdichte. Bild 5: Segmentierung der Magnete, links “grob”, rechts “fein” 5.3 Dauerleistung mit verbesserter Kühlung Durch die Segmentierung der Magnete kann erreicht werden, dass die Maschine in allen Betriebspunkten statorkritisch ist. Um die Dauerleistung weiter zu steigern, muss folglich die Kühlung des Stators verbessert werden. Dazu wurde bei der Porsche AG eine Direktkühlung des Stators entwickelt, bei der ein dielektrisches Kühlmedium über den Wickelkopf, durch die Nuten entlang der Leiter und über den anderen Wickelkopf wieder aus der Maschine heraus geleitet wird [5]. Der Stator ist dabei durch eine dünne Hülse vom Luftspalt getrennt. Dichtungen in den Lagerschilden dichten zwischen der Hülse und dem Gehäuse ab. Durch den direkten Kontakt des Kühlmediums mit den Leitern ist die abführbare Wärmemenge deutlich höher als bei einer konventionellen Wassermantelkühlung. Zusätzlich zur Stator-Direktkühlung wurde der Prototyp mit einer Rotorkühlung mit Öl-Lanze in einer hohlen Rotorwelle ausgestattet. 18 2 Maximierung der Leistungsdichte elektrischer Maschinen durch elektromagnetische und thermische Maßnahmen Bild 6: Stator-Direktkühlung mit Hülse Die Bilder 7 und 8 zeigen die Dauerleistung des Prototyps mit verbesserter Kühlung („Evo2 Öl“), dessen Rotor zusätzlich mit der feinen Segmentierung der Magnete ausgestattet ist. Die Maschine bleibt in allen Betriebspunkten und Spannungslagen unterhalb der Grenztemperaturen für Rotor und Stator. Die Abweichung zur 10s-Kennlinie resultiert aus der höheren Magnettemperatur während der S1-Messung. Die dauerhaft fahrbare Leistungsdichte - die Dauerleistungsdichte - ist somit größer 10 kW/ kg, bezogen auf die Masse der Aktivteile. Die Effektivität des verbesserten Kühlkonzepts wird dadurch verdeutlicht. Bild 7: PAG-PSM, S1, 650V, mit Stator-Direktkühlung und Rotorkühlung 0 4000 8000 12000 16000 20000 24000 Drehzahl / 1/ min 0 50 100 150 200 Leistung / kW Dauerleistung Direktkühlung 650V Evo2 10s Evo2 S1 fein Evo2 DK S1 fein 19 2 Maximierung der Leistungsdichte elektrischer Maschinen durch elektromagnetische und thermische Maßnahmen Bild 8: PAG-PSM, S1, 800V, mit Stator-Direktkühlung und Rotorkühlung 6 Bewertungsgrößen elektrischer Maschinen Die angesprochene Leistungsdichte wird insbesondere in der Automobilbranche gerne als Bewertungsgröße für elektrische Maschine herangezogen. Eine andere im klassischen Elektromaschinenbau verwendete Bewertungsgröße ist z.B. die Esson’sche Ausnutzungsziffer [6]. Im Folgenden wird dargestellt, warum beide Bewertungsgrößen für eine faire Bewertung und den Vergleich der Performance elektrischer Maschinen nicht ausreichend sind. 6.1 Leistungsdichte Innerhalb eines Maschinentyps vergleichbarer Ausprägung ist die Leistungsdichte zu großen Teilen über die Anforderungen determiniert. Wäre für die oben gezeigte elektrische Maschine beispielsweise ein niedrigeres Drehmoment gefordert worden, hätte die Aktivlänge, und dadurch auch das Gewicht, proportional reduziert werden können. Bei halbem geforderten Drehmoment hätte damit die Leistungsdichte von ca. 10 kW/ kg auf 20 kW/ kg gesteigert werden können, ohne dass die Auslegung oder die verwendeten Materialien hätten verändert werden müssen. Eine andere Einflussgröße auf die Leistungsdichte ist die Maximaldrehzahl. Wird die geforderte Maximaldrehzahl geringer, können die Stege schmaler ausgeführt werden, wodurch der Streufluss reduziert und damit die Leistung gesteigert wird. Die Leistungsdichte wird dadurch auf Kosten der Maximaldrehzahl erhöht. Zuletzt kann die Leistung direkt über die zur Verfügung stehende Spannung angehoben werden. In Kombination mit einer Wicklungsanpassung kann die Leistung auch über den zur Verfügung stehenden Inverterstrom angehoben werden. Beides erhöht die Leistungsdichte auf Kosten des Inverters oder der Batterie. Die Beispiele sollen zeigen, dass die Leistungsdichte alleine ohne Informationen zu den Randbedingungen als Bewertungsgröße nicht ausreichend ist. 0 4000 8000 12000 16000 20000 24000 Drehzahl / 1/ min 0 50 100 150 200 Leistung / kW Dauerleistung Direktkühlung 800V Evo2 10s Evo2 S1 fein Evo2 DK S1 fein 20 2 Maximierung der Leistungsdichte elektrischer Maschinen durch elektromagnetische und thermische Maßnahmen 6.2 Drehmomentdichte Das Drehmoment bezogen auf die Masse der Aktivteile wird hier als Drehmomentdichte bezeichnet. Die Drehmomentdichte entspricht qualitativ der Esson’schen Ausnutzungsziffer. Das Drehmoment ist, anders als die Leistung, deutlich enger mit dem Volumen und damit der Masse verknüpft [7]. Deshalb scheint die Drehmomentdichte zunächst eine bessere Bewertungsgröße zu sein als die Leistungsdichte. Allerdings besteht zwischen dem Drehmoment und der Maximaldrehzahl ein ausgeprägter Zielkonflikt (siehe Kapitel 4). Im Folgenden wird beschrieben, warum das Drehmoment, ohne die Angabe der Maximaldrehzahl, aus Fahrzeugsicht nicht aussagekräftig und deshalb die Drehmomentdichte als Bewertungsgröße nicht ausreichend ist. 6.3 Theoretische Leistung Das Achsmoment, dass für eine gewünschte Beschleunigung eines Fahrzeugs erforderlich ist, ergibt sich aus dem Drehmoment der elektrischen Maschine und der Getriebeübersetzung (siehe Gleichung 3). Die Getriebeübersetzung ergibt sich aus dem Verhältnis der Maximaldrehzahl der elektrischen Maschine zur Maximaldrehzahl des Rades (siehe Gleichung 4). Weil die Maximaldrehzahl des Rades konstant ist, ist die Getriebeübersetzung direkt proportional zur Maximaldrehzahl der elektrischen Maschine. Das Achsdrehmoment ist folglich proportional zum Produkt aus Drehmoment und Maximaldrehzahl der elektrischen Maschine. Die sich aus diesem Produkt ergebene Leistung wird von nun an als theoretische Leistung bezeichnet (siehe Gleichung 5). 𝑀 = 𝑀 ∙ 𝑖 (3) 𝑖 = 𝜔 , 𝜔 , 𝑚𝑖𝑡 𝜔 , = 𝑘𝑜𝑛𝑠𝑡. (4) 𝑀 ~ 𝑀 ∙ 𝜔 , = 𝑃 (5) Bild 9 zeigt die Position der theoretischen Leistung aufgetragen über der Drehzahl. Aus der Darstellung wird ersichtlich, warum der Begriff theoretische Leistung zutreffend ist: Bei unbegrenzter DC-Spannung kann die elektrische Maschine maximal die theoretische Leistung erreichen, ohne ihre Maximaldrehzahl zu überschreiten oder unzulässig hohe Leiterströme ertragen zu müssen. 21 2 Maximierung der Leistungsdichte elektrischer Maschinen durch elektromagnetische und thermische Maßnahmen Bild 9: PAG-PSM, 650V, Theoretische Leistung Die theoretische Leistung ist direkt proportional zum Achsdrehmoment, und kann deshalb als drehzahlunabhängige Bewertungsgröße herangezogen werden. Darüber hinaus gibt theoretische Leistung Auskunft über die mit der eingesetzten Maschinentechnologie maximal erreichbare Leistung. 6.4 Die Performancedichte Die theoretische Leistung gibt trotz ihres Namens und der Einheit Watt keine Auskunft über die tatsächliche Leistung der elektrischen Maschine. Um die Performance der Maschine ganzheitlich zu bewerten, muss die Leistung der Maschine aber hinzugezogen werden. Anders als das Drehmoment, ist die Leistung nicht abhängig von der Maschinengröße, sondern hauptsächlich von der DC-Spannung und dem maximalen Inverterstrom - der Scheinleistung des Inverters. Die Bewertung der Leistung erfolgt deshalb bezogen auf die Scheinleistung, und gibt somit Auskunft über die Ausnutzung des Inverters. An dieser Stelle wird neben der theoretischen Leistung eine weitere Bewertungsgröße vorgeschlagen: Die Performancedichte (siehe Gleichung 6). Der vordere Quotient der Gleichung gibt die Inverterausnutzung an. Der hintere Quotient entspricht der theoretischen Leistungsdichte. Eine hohe Performancedichte ist grundsätzlich erstrebenswert: Bei konstanten Anforderungen an Leistung und Achsdrehmoment ist eine höhere Performancedichte direkt mit geringerem Bauraum und Gewicht der Leistungselektronik und der elektrischen Maschine gleichzusetzen. Auch die Kosten können aufgrund des geringeren Materialeinsatzes reduziert werden. Die physikalische Einheit der Performancedichte ist W/ kg, wodurch sich die Performancedichte gut als Bewertungsgröße in Kombination mit anderen Bewertungsgrößen gleicher Einheit darstellen lässt. 𝑃𝐷 = 𝑃 𝑃 ∙ 𝑀 ∙ 𝜔 , 𝑚 (6) 0 4000 8000 12000 16000 20000 24000 Drehzahl / 1/ min 0 50 100 150 200 250 300 350 400 450 Drehmoment / Nm, Leistung / kW Theoretische Leistung Drehmoment real Leistung real Drehmoment theo. Leistung theo. theo. Leistung 22 2 Maximierung der Leistungsdichte elektrischer Maschinen durch elektromagnetische und thermische Maßnahmen Ein Kritikpunkt der Performancedichte ist die fehlende Information über die Dauerleistung. Die Dauerleistung kann als weiterer Quotient zwischen der Dauerleistung und der kurzzeitigen Leistung hinzugezogen werden. Dieser Quotient wird im folgenden Dauerleistungsfaktor genannt. Anders als bei den beiden Quotienten „Inverterausnutzung“ und „theoretische Leistung“, ist ein hoher Dauerleistungsfaktor nicht immer erstrebenswert, da er meist kostenintensiv ist: Sowohl ein verbessertes Kühlkonzept als auch der Einsatz von dünnen Elektroblechen oder stark segmentierten Magneten sind mit zusätzlichen Kosten verbunden. Wenn die Fahrzeuganforderungen an die Dauerleistung gering sind, ist ein sehr hoher Dauerleistungsfaktor nicht als positiv zu bewerten. Deshalb wird im folgende Kapitel die Dauerleistung als separate Bewertungsgröße betrachtet. 7 Bewertung der untersuchten elektrischen Maschine In Bild 10 ist ein Netzdiagramm für elektrischen Maschinen mit den folgenden vier Bewertungsgrößen dargestellt: Leistungsdichte, Dauerleistungsdichte, theoretische Leistungsdichte und Performancedichte. Obwohl die Leistungsdichte alleine als Bewertungsgröße unzureichend ist, ist sie in Kombination mit den Anderen eine wertvolle Ergänzung. Bild 10: Netzdiagramm für elektrische Maschinen 23 2 Maximierung der Leistungsdichte elektrischer Maschinen durch elektromagnetische und thermische Maßnahmen Als Vergleich sind öffentlich zugängliche Daten der Traktionsmaschine aus dem BMW i3 hinterlegt [8] [9] [10]. Es ist zu erkennen, dass die in diesem Beitrag vorgestellte PAG-PSM in allen Bewertungsgrößen deutlich höhere Werte erreicht. Die Verbesserung der Leistungsdichte beträgt 187 %, die Verbesserung der Dauerleistungsdichte 364 %, die Verbesserung der theoretischen Leistungsdichte 176 % und die Verbesserung der Performancedichte 212 %. Die erhebliche Verbesserung der Dauerleistungsdichte ist auf das effektive Kühlkonzept zurückzuführen. Die hohe Performancedichte wird durch die elektromagnetische Auslegung und das Hochdrehzahlkonzept der elektrischen Maschine erreicht. 8 Zusammenfassung Zwischen den Zielgrößen Leistung, Drehmoment, Maximaldrehzahl und Dauerleistung existieren Zielkonflikte. Insbesondere die Steigerung der Leistung kann zu einer Reduzierung der Dauerleistung führen. Um dieser Reduzierung entgegenzuwirken, können beispielsweise die Magnete segmentiert und die Kühlung verbessert werden. Die Maßnahmen wurden an einer permanenterregten Synchronmaschine umgesetzt und die Auswirkungen anhand von Messwerten verdeutlicht. Für die Bewertung der elektrischen Maschine können bekannte Bewertungsgrößen herangezogen werden, wie beispielsweise die Leistungsdichte und die Esson’sche Ausnutzungsziffer. Da diese als einzelne Bewertungsgrößen nicht ausreichend sind, können sie durch die theoretische Leistung und die Performancedichte ergänzt oder ersetzt werden. Ein Vergleich der von Porsche entwickelten elektrischen Maschine mit Wettbewerbern zeigt eine deutliche Erhöhung aller Bewertungsgrößen. Literatur [1] A. Binder, Elektrische Maschinen, Heidelberg: Springer, 2012 [2] W. L. Soong, Design and Modelling of Axially-Laminated Interior Permanent Magnet Motor Drives for Field-Weakening Applications, Glasgow, 1993 [3] T. Finken, Fahrzyklusgerechte Auslegung von permanenterregten Synchronmaschinen für Hybrid- und Elektrofahrzeuge, Aachen: Shaker, 2011. [4] D. Bauer, Verlustanalyse bei elektrischen Maschinen für Elektro- und Hybridfahrzeuge zur Weiterverarbeitung in thermischen Netzwerkmodellen, Stuttgart: Springer, 2019 [5] S. Oechslen, Thermische Modellierung elektrischer Hochleistungsantriebe, Stuttgart: Springer, 2018 [6] W.B. Esson, Notes on the design of multipolar dynamos, Journal of the Institution of Electrical Engineers, pp. 265-289, 1891. [7] G. Müller, Grundlagen elektrischer Maschinen, Weinheim: VCH Verlagsgesellschaft mbH, 1994 [8] K. Malick Cissé, S. Hlioui, Y. Cheng, Etat de l’art des topologies de machines électriques utilisées dans les véhicules électriques et hybrides, Symposium de génie electrique, Nancy, 2018 [9] https: / / www.bmw.de/ de/ neufahrzeuge/ bmw-i/ i3/ 2017/ technische-daten.html#tab-0, aufgerufen am 12.08.2019 [10] G. Dajaku, H. Zhou, X. Dajaku, D. Gerling, Novel Rotor Design with Reduced Rare-Earth Material for PM Machines, IEEE, 2019 24 3 Einsatz segmentierter E-Maschinen in einem Kfz- Antriebsstrang - Einfluss der Segmentierung auf die Maschinenperformance Sebastian Schulte, Markus Henke, Robert Plikat, Bartosch Czapnik Abstract Space in electrified powertrains for automotive applications is limited. Especially, in hybrid transmissions space for electric machines is tight. The shape of the available volume is not always cylindrical. In this paper, a new solution for this challenge is considered. Non-cylindrical space can be utilized by segmenting the stator in electric machines. Occurring effects on performance of segmented electric machines are shown and existing restriction in segmentation are presented. Furthermore, losses especially resulting from segmentation are analyzed. Kurzfassung Bauraum in einem Kfz-Antriebsstrang ist stark begrenzt. Insbesondere in einem hybriden Kfz-Antriebsstrang ist der Bauraum für elektrische Maschinen sehr knapp. Ein weiteres Problem ist, dass die Form des Bauraums häufig nicht der zylindrischen Form einer E-Maschine entspricht. In dem vorliegenden Beitrag wird eine neuartige Lösung zur optimierten Nutzung dieser Bauräume mittels der Segmentierung des Stators elektrischer Maschinen vorgestellt. Es wird auf Basis der Anforderungen an elektrische Maschinen im Kfz eine Auswahl der Technologie vorgenommen und anhand dieser Auswahl die Möglichkeiten der Segmentierung sowie die vorhandenen Restriktionen aufgezeigt. Im Weiteren wird auf die Performance segmentierter Maschinen sowie auf die im Besonderen durch die Segmentierung entstehenden Verluste eingegangen. 1 Einleitung und Motivation Bauräume für elektrische Maschinen in einem Kfz-Antriebsstrang sind stark begrenzt. Die Integration elektrischer Leistung in einen hybriden Kfz-Antriebsstrang stellt hohe Anforderungen an die Drehmomenten- und Leistungsdichte elektrischer Maschinen. Oft ist ein zur Verfügung stehender Bauraum nicht ideal zylindrisch geformt, sodass der aktive Durchmesser einer elektrischen Maschine reduziert werden muss und so der Bauraum nicht in Gänze ausgeschöpft werden kann. Eine Vergrößerung des Rotorradius bringt ebenfalls die Möglichkeit einer größeren Drehmomentausnutzung mit sich, da bei gleichbleibendem Drehschub das maximale Drehmoment quadratisch mit dem Rotorradius wächst. In dem vorliegenden Beitrag wird eine neuartige Lösung vorgestellt, damit auch komplexe Bauräume möglichst optimal ausnutzen zu können. 25 3 Einsatz segmentierter E-Maschinen in einem Kfz-Antriebsstrang 2 Neuartiger Ansatz zur Installation elektrischer Leistung in komplexen Bauräumen Der Segmentmotor oder in der Literatur auch als Sektormotor zu findende Maschinenart wird der Kategorie der Wanderfeldmotoren zugeordnet. Sein Funktionsprinzip wandelt zwischen dem Linearmotor, der eine translatorische Bewegung ausführt, und konventionellen rotierenden Antrieben. Der Segmentmotor arbeitet nach dem Wanderfeldprinzip mittels dessen er rotierende Massen beschleunigt [1]. Er zeichnet sich durch einen Stator aus, welcher den Rotor nur teilweise überdeckt. Der Stator ist in Umfangsrichtung segmentiert. Diese Segmentbauweise gibt dem Aufbau seinen Namen. In Bild 1 ist der prinzipielle Aufbau eines Segmentmotors dargestellt. Bei Speisung der Wicklung mit einem Drehstromsystem entsteht ein Wanderfeld, welches mit einer vorgegebenen Geschwindigkeit über den Rotor hinwegläuft. Bild 1: Prinzipieller Aufbau Segmentmotor [1] Die Überdeckung von Rotor und Stator sowie die Anzahl der Segmente können hierbei in Abhängigkeiten von Bauraumrestriktionen und verschiedener elektromagnetischer Parameter, auf welche im Folgenden eingegangen wird, gewählt werden. 3 Technologieauswahl Bei der Auswahl des Maschinentyps müssen die Anforderungen an elektrische Maschinen in einem hybriden Antriebsstrang berücksichtigt werden. Auf Grund der sehr begrenzten Bauraumverhältnisse in einem Fahrzeug ist die Leistungsdichte der elektrischen Maschine entscheidend. Um die Anforderungen an Leistung und Drehmoment auf engstem Raum erfüllen zu können, wird eine permanentmagneterregte Synchronmaschine (PMSM) für die folgenden Untersuchungen gewählt. Die PMSM hat im Vergleich zu anderen Maschinentypen wie die z. B. der Asynchronmaschine oder der fremderregten Synchronmaschine deutliche Vorteile in der Leistungsdichte und im Wirkungsgrad [2]. Zur Reduzierung der Wickelkopflänge und in Hinblick einer Segmentierung des Stators wird im Weiteren eine Maschine mit Zahnspulenwicklung betrachtet. 26 3 Einsatz segmentierter E-Maschinen in einem Kfz-Antriebsstrang 4 Restriktionen in der Segmentierung Die Segmentierung elektrischer Maschinen unterliegt Restriktionen, welche sich aus dem Aufbau des Wicklungssystems und weiteren Anforderungen, wie z.B. eine geringe Geräuschbildung, ergeben. Wie in Kapitel 3 beschrieben, wird im Folgenden eine PMSM mit Zahnspulenwicklung betrachtet. Ausgegangen wird von einer 3phasigen Maschine. In Tabelle 1 sind die möglichen Nut-Polkombinationen dargestellt. Besonders gekennzeichnet sind die Kombinationen, in denen geringe akustische Auffälligkeiten entstehen. Tabelle 1: Wicklungsfaktoren für Nut-Polkombinationen einer 3-phasigen Maschine mit Kennzeichnung akustisch unauffälliger Kombinationen [3] Für den Einsatz einer elektrischen Maschine ist eine Kombination aus hohem Wicklungsfaktor sowie einer geringen akustischen Auffälligkeit notwendig. Es ist zu erkennen, dass diese Kombination vorzugsweise bei einer Nut-Pol-Kombination von 3 zu 1 auftritt. Nach den gesetzten Randbedingungen werden somit Kombinationen ausgewählt, welche 3 Nuten je Polpaar aufweisen. Zum Erzeugen eines elektromagnetischen Drehfeldes werden bei einer 3-phasigen Maschine je 3 Spulen je Spulengruppe benötigt. Bei der Segmentierung des Stators muss somit ebenfalls darauf geachtet werden, dass je eine Spulengruppe entfernt wird, damit keine für den Betrieb störende unsymmetrische Wicklungsverteilung entsteht. Durch diese Randbedingung und die beschriebene Auswahl aus den Nut-Polkombinationen gibt die Polpaarzahl die Möglichkeiten der Segmentierung vor. Es können nur Segmente entfernt werden, welche ein gesamtes Polpaar bedecken. 5 Drehmomentverhalten In diesem Kapitel wird auf den Einfluss der Randeffekte auf das Drehmomentverhalten eingegangen. Es werden Simulationsergebnisse einer Beispielmaschine vorgestellt und Möglichkeiten der Verringerung des Einflusses der festgestellten Randeffekte aufgezeigt. 27 3 Einsatz segmentierter E-Maschinen in einem Kfz-Antriebsstrang 5.1 Die untersuchte Maschine Als Basis der Untersuchungen wird eine typische Maschine für die Anwendung in einem PHEV verwendet. Diese Maschine wird in Hybridfahrzeugen verwendet und dient für die nachfolgenden Simulationen im unsegmentierten Zustand als Referenz. In Bild 2 sind die geometrischen und elektrischen Randbedingungen der untersuchten Beispielmaschine dargestellt. Bild 2: Abmessungen Beispielmaschine Es handelt sich hierbei um eine PMSM mit vergrabenen Magneten. Eine Darstellung des Blechschnittes ist im Bild 3 zu sehen. 5.2 PMSM mit variierender Segmentanzahl Bei der Segmentierung elektrischer Maschinen wird erwartet, dass eine halbe Überdeckung von Rotor und Stator die Hälfte des Drehmomentes einer Maschine mit voller Überdeckung erreicht. Bei zunehmender Segmentanzahl sind die Randeffekte jedoch nicht mehr zu vernachlässigen. Jede Unterbrechung des Stators bedeutet eine Unterbrechung des ferromagnetischen Materials. Durch diese Unterbrechung ist eine optimale Flussführung nicht mehr gegeben. Es bilden sich Streufelder an den Segmentgrenzen. Diese veränderte Flussführung beeinflusst den Betrieb der Maschine. In Bild 3 sind jeweils eine Maschine mit vollem Stator und eine Maschine mit einem segmentierten Stator in bestromten Zustand mit maximalem Drehmoment dargestellt. 28 3 Einsatz segmentierter E-Maschinen in einem Kfz-Antriebsstrang Bild 3: Flussunterbrechung im Statorjoch einer segmentierten PMSM Zu erkennen ist, dass sich der Fluss der am Rand befindlichen Spulen nicht optimal ausbreiten kann. Das Resultat ist eine gestörte Interaktion von Rotor und Statorfeld, welche das erreichbare Drehmoment verringert. Eine erhöhte Anzahl an Segmenten verstärkt diesen Effekt. Neben dem Effekt des unterbrochenen Flusses im Statorjoch sind ebenfalls Feldlinien im nicht überdeckten Bereich zu erkennen. Diese Felder können außerhalb der Maschine zu Verlusten in externen Elementen führen. Dieses Wechselfeld kann Wirbelströme in z. B. elektrisch leitende Wellen induzieren und diese im Betrieb erwärmen. In Bild 4 wird der Drehmomentverlust bei zunehmender Segmentanzahl dargestellt. Das berechnete Drehmoment ist auf das halbe maximale Drehmoment der Referenz normiert, da in der segmentierten Maschine eine Überdeckung von Rotor zu Stator von 0,5 vorliegt. Bild 4: Drehmomentreduzierung segmentierter PMSMs bei steigender Segmentzahl Das maximal erreichbare Drehmoment reduziert sich bei der beispielhaft berechneten Maschine um bis zu 12 %. Der Verlust des Drehmoments steigt überproportional zu der Anzahl der Segmente, da die Flussführung der nicht am Rand liegenden Bereiche ebenfalls beeinträchtigt wird. Ein möglichst großes zusammenhängendes Segment bietet das größte Potential in der Drehmomentbildung. 29 3 Einsatz segmentierter E-Maschinen in einem Kfz-Antriebsstrang 5.3 Kompensation der Randeffekte Zur Kompensation der Flussunterbrechung wird der Randbereich der Segmente separat betrachtet. Durch das Einfügen einer geeigneten ferromagnetischen Struktur ist es möglich, die Ausbildung des Statorfeldes zu optimieren. In Bild 5 ist die eingefügte Geometrie eines Schirmungselementes, welches die gesonderte Modellierung eines letzten Zahns beinhaltet, dargestellt. Zudem sind der maximale Durchmesser 𝐷 und der minimale Durchmesser 𝐷 dargestellt. Das Verhältnis dieser beiden Größen zueinander spiegelt den beschriebenen Vorteil der Bauraumausnutzung wieder. Bild 5: Definition der Abmessungen des letzten Zahns sowie der Schirmung Die eingefügten Elemente werden für die Simulation aus dem gleichem Material angenommen, aus dem der Stator besteht. Es wird ein Elektroblech mit einer Dicke von 0,3 mm verwendet. Die optimierte Flussführung hat eine verbesserte Drehmomentausnutzung zum Vorteil. In Bild 6 ist die Felddarstellung einer segmentierten Maschine mit 2 Segmenten in bestromten Zustand mit maximalem Drehmoment dargestellt. Bild 6: Feldverlauf einer segmentieren Maschine mit Schirmungselementen Die Verluste des Drehmomentes kann von 8 % auf 3 % reduziert werden. Die beschriebenen Einflüsse der Randeffekte können somit durch eine optimierte Dimensionierung deutlich verringert werden. 30 3 Einsatz segmentierter E-Maschinen in einem Kfz-Antriebsstrang 6 Verlustanalyse In diesem Kapitel werden speziell die durch die Segmentierung auftretende Verluste untersucht. Es wird darüber hinaus eine Methodik zur Reduzierung der Verluste vorgestellt. 6.1 Verlustberechnung in elektrischen Maschinen Die Eisenverluste 𝑃 in elektrischen Maschinen teilen sich im Wesentlichen auf in Wirbelstromverluste 𝑃 und Hystereseverluste 𝑃 . 𝑃 = 𝑉 · 𝜌 · 𝑘 · 𝑓 · 𝐵 (1) 𝑃 = 𝑉 · 𝜋 · 𝜎 · 𝑑 6 · 𝜌 · 𝑓 · 𝐵 (2) 𝑃 = 𝑃 + 𝑃 (3) Aus (1) und (2) wird sichtbar, dass sie sich proportional zu dem durchflossenen Volumen 𝑉 und quadratisch zu der Flussdichte 𝐵 verhalten. Die Hystereseverluste beziehen sich zusätzlich auf die Dichte 𝜌 des Materials sowie auf den Faktor 𝑘 . Dieser Faktor ist materialabhängig und wird zumeist empirisch ermittelt. Die Wirbelstromverluste sind ebenso abhängig von der Dichte des Materials. Zusätzlich hat die elektrische Leitfähigkeit 𝜎 Einfluss auf die Wirbelstromverluste. Nur in elektrisch leitfähigen Materialien können sich Wirbelströme ausbreiten. Zusätzlich zu den Materialeigenschaften ist bei den Wirbelstromverlusten die Geometrie des durchflossenen Materials entscheidend. Die Dicke 𝑑 des Materials hat einen quadratischen Einfluss auf die Verluste. Eine Blechung der flussführenden Teile reduziert somit stark die Wirbelstromausbreitung. Statoren und Rotoren sind aus diesem Grund zumeist geblecht. Magnete hingegen sind in den meisten Anwendungen nicht geblecht und somit anfälliger für Wirbelstromverluste. 6.2 Wirbelstromverluste in Permanentmagneten segmentierter E-Maschinen Bei dem Betrieb elektrischer Maschinen entstehen Flussdichteveränderungen im Magneten auf Grund der Nutung des Stators sowie auf Grund der getakteten Schaltung des Wechselrichters. Bei segmentierten Maschinen ändert sich der Arbeitspunkt bei jedem Aus- und Eintritt des Rotors unter den Stator. Diese Änderung des Arbeitspunktes zieht eine deutliche Veränderung der Flussdichte innerhalb des Magneten nach sich. Diese Amplitude ist deutlich größer als die des Schwankens im normalen Betrieb. Die entstehenden Verluste steigen mit zunehmender Drehzahl und Segmentanzahl an und können die Verluste der Referenzmaschine um ein Vielfaches übersteigen. Stromwärmeverluste in den Magneten sind für den Betrieb elektrischer Maschinen kritisch, da eine Kühlung der Magnete im Blechpaket äußerst aufwendig ist. In Bild 7 sind die auf die Wirbelstromverluste der Referenz normierten Wirbelstromverluste der segmentierten Maschinen im Leerlauf bei Maximaldrehzahl dargestellt. 31 3 Einsatz segmentierter E-Maschinen in einem Kfz-Antriebsstrang Bild 7: Normierte Wirbelstromverluste in Permanentmagneten bei Maximaldrehzahl im Leerlauf Der extreme Anstieg der Wirbelstromverluste im Leerlauf resultiert aus der zunehmenden Frequenz des Aus- und Einlaufens durch die steigende Segmentanzahl. Als Gegenmaßnahme zur Beseitigung des Sprunges des Magnetarbeitspunktes wird, identisch zu Bild 5, eine Schirmung über die nicht vom Stator bedeckten Teile eingesetzt. Durch den Rückschluss aus Elektroblech verschiebt sich der Arbeitspunkt des Magneten nicht so stark. Durch die Verringerung der Flussdichteänderung in den Magneten können die Wirbelstromverluste deutlich reduziert werden. In Bild 8 sind die auf die Wirbelstromverluste der Referenzmaschine normierten Eisenverluste einer Maschine mit 2 Segmenten zu sehen. Zusätzlich ist das Verhältnis von minimalem zu maximalem Durchmesser bei steigender Schirmungsdicke (siehe Bild 5) dargestellt. Bild 8: Wirbelstromverluste in den Magneten im Leerlauf einer 2-Segmentmaschine 32 3 Einsatz segmentierter E-Maschinen in einem Kfz-Antriebsstrang Mit zunehmender Schirmungsdicke nehmen die Eisenverluste ab. Die Magnetverluste verringern sich bis zu einem gewissen Niveau. Ab dieser Schirmungsdicke nimmt die Flussleitfähigkeit der Schirmung nicht mehr zu. Der Arbeitspunkt der Magnete ändert sich bei Ein- und Auslaufen unter die Statorsegmente kaum, somit reduzieren sich die Verluste auch nicht weiter. Allerdings nimmt mit zunehmender Schirmungsdicke der gewonnene Vorteil des vergrößerten Rotorradius ab. Das Verhältnis 𝐷 / 𝐷 gleicht sich an und die vom System erhofften Vorteile in der Nutzung des Bauraums schwinden. 6.3 Eisenverluste in den Schirmungselementen In einem von magnetischem Fluss durchflossenem Elektroblech entstehen, wie in Kapitel 6.1, beschrieben Verluste. Mit zunehmendem Volumen steigen die Verluste bei gleichbleibender Flussdichte an. Bild 9 zeigt die Eisenverluste der Schirmungselemente über die Schirmungsdicke. Bild 9: Eisenverluste über Schirmungsdicke Es ist zu erkennen, dass ein Maximum an Eisenverlusten existiert. Dieser Punkt entsteht durch die Verschiebung des Arbeitspunktes des Magneten und die Flussleitfähigkeit im Schirmungselement. In Bereich A nimmt bei der Zunahme der Schirmungsdicke auch der Fluss des Magneten zu, da ein dickeres Schirmungselement mehr Fluss führen kann. In diesem Bereich ist die Flussleitfähigkeit des Schirmungselements nahezu konstant. Die Magneten ändern ihren Arbeitspunkt und erzeugen mehr Fluss. Die Flussdichte im Eisen bleibt bei zunehmendem Volumen konstant. Nach (3) nehmen auch die Verluste zu. In Bereich B verbessert sich auf Grund der nicht linearen Materialeigenschaften die Flussleitfähigkeit im Schirmungselement. Der Magnet verändert nicht mehr seinen Arbeitspunkt beim Einlauf unter das Schirmungselement. Der vom Magneten erzeugte Fluss bleibt konstant und das Volumen der Schirmung nimmt weiter linear zu. Die Flussdichte im Schirmungselement nimmt somit nahezu linear ab. Die Verluste verhalten sich nach (3) quadratisch zur Flussdichte. Die Verluste nehmen somit im Bereich B ebenfalls ab. Der Wirkungsgrad wird in den meisten Arbeitspunkten durch die Schirmungsverluste kaum beeinflusst. Die in der Schirmung erzeugten Verluste sind im Vergleich zur me- 33 3 Einsatz segmentierter E-Maschinen in einem Kfz-Antriebsstrang chanisch abgegeben Leitung gering. Die Eisenverluste der Schirmung werden nur gering durch das Wechselfeld des Stators beeinflusst. Der Einfluss des Rotorfeldes und dessen Frequenz und damit folglich die Drehzahl dominieren die Verluste. Somit haben die Schirmungsverluste hauptsächlich einen Einfluss auf den Wirkungsgrad bei hohen Drehzahlen und kleinen Lasten. Allerdings muss auf Grund der Möglichkeit lokaler Hotspots auf die lokalen Verluste im Schirmungselement geachtet werden. 7 Zusammenfassung und Ausblick Die Untersuchungen zeigen, dass eine Segmentierung elektrischer Maschinen möglich ist. Die erwarteten Vorteile in der Maschinendimensionierung können unter der Einhaltung bestimmter Restriktionen erreicht werden. Eine Segmentierung des Stators ohne eine gesonderte Behandlung der Randbereiche bringt bei der vorgestellten Maschine mit 4 Segmenten bis zu 12 % Drehmomenteinbußen im Vergleich zur Referenzmaschine mit sich. Mittels einer optimierten Flussführung über einen eingefügten letzten Zahn kann der Verlust des Drehmomentes jedoch beispielsweise bei einer Maschine mit 2 Segmenten von 8 % auf 3 % reduziert werden. Ebenfalls steigen die Wirbelstromverluste in den Magneten bei Leerlauf mit zunehmender Segmentzahl an. Die Verluste erhöhen sich auf das 28-fache bei einer Maschine mit 4 Segmenten. Diese Verluste können durch eine Schirmung reduziert und auf das Niveau der Referenzmaschine abgesenkt werden. Mit steigender Schirmungsdicke steigen die Verluste im Schirmungselement bis zu einem Maximalpunkt an. Dieser Maximalpunkt resultiert aus den nicht linearen Materialeigenschaften des Elektroblechs. Mittels einer weiteren Zunahme der Schirmungsdicke können die Verluste reduziert werden, da die magnetische Flussdichte im Schirmungselement abnimmt. Allerdings verringert sich mit zunehmender Schirmungsdicke der zu Anfang angenommene Vorteil der Bauraumausnutzung. Es muss bei einer speziellen Auslegung einer segmentierten Maschine eine Abwägung zwischen akzeptabler Verlustleistung in den Magneten und dem Schirmungselement sowie der Reduktion des Rotorradius getroffen werden. Als Referenz wurde in dem aufgezeigten Beispiel eine unsegmentierte Maschine mit identischem Rotorradius verwendet, um die Effekte der Segmentierung darstellen zu können. Für eine Betrachtung der Bauraumausnutzung muss hinsichtlich der Drehmomentdichte eine Maschine mit verringertem Rotorradius betrachtet werden, da nur diese denselben Bauraumanforderungen entspricht. Der verringerte Rotorradius reduziert das Drehmoment ebenfalls. Eine Anwendung segmentierter Maschinen in einem Kfz- Antriebsstrang birgt daher Potenzial zur verbesserten Bauraumausnutzung. Literatur [1] Bolte, E.: „ Dreidimensionale Berechnung des asynchronen Sektormotors mit massiveisernem Rotor“, Dortmund, 1979 [2] Kampker, A.: „Elektromotorproduktion“, Springer-Verlag, Berlin [u. a.], 2014 [3] Bassel, A., Semail, E., Koreckl, J., Legranger, J.: “Slot/ pole Combinations Choice for Concentrated Multiphase Machines dedicated to Mild-Hybrid Applications”, IEEE International Conference On Industrial Applications of Electronics, Australia, 2011 34 4 Radnabenmotoren mit hohem Kupferfüllfaktor durch umformtechnisch hergestellte Spulen Florian Pauli, Michael Schröder, Kay Hameyer Abstract For drive trains of electric vehicles, high power density, high efficiency and a sustainable use of resources are desired. To realize a high torque direct drive system wheel hub motors can be employed. Such electrical machines keep the number of components required in the drive train small, as no mechanical power transmission is needed between the electrical machine and the wheel. However, the rotational speed of these machines is limited to the maximum speed of the wheel (typically 1,500 rpm to 2,000 rpm) and therefore significantly slower than high power density electrical motors that are employed in today’s electric vehicles (typically 10,000 rpm up to 25,000 rpm). To ensure a sufficiently high output power, high torque is required, while the installation space is limited. One way of ensuring a high torque density is to increase the copper fill factor. In modern winding systems with round shaped wires there is only a low potential for this. With a rectangular conductor geometry, however, higher copper fill factors are possible. For this reason, the FlexiCoil joint research project, which is financially supported by the Federal Ministry of Education and Research (BMBF) of Germany, is developing an economical production process for preformed coils with variable geometry. Kurzfassung Für den Antriebsstrang von Elektrofahrzeugen mit langsam drehenden Direktantrieben werden eine hohe Drehmomentdichte, ein hoher Wirkungsgrad und ein nachhaltiger Ressourceneinsatz angestrebt. Eine Möglichkeit, diese Anforderungen zu erfüllen, ist der Einsatz von Radnabenmotoren. Diese Art elektrischer Maschinen hält die Anzahl der im Antriebsstrang benötigten Komponenten gering, da keine mechanische Kraftübertragung zwischen elektrischer Maschine und Rad erforderlich ist. Die Drehzahl der Maschinen ist jedoch auf die maximale Raddrehzahl begrenzt (typischerweise 1.500 min −1 bis 2.000 min −1 ) und damit deutlich geringer als bei Elektromotoren, die in Elektrofahrzeugen der aktuellen Generation mit hoher Leistungsdichte eingesetzt werden (typischerweise 10.000 min −1 bis zu 25.000 min −1 ). Um eine ausreichend hohe Ausgangsleistung beim Direktantrieb zu gewährleisten, sind hohe Drehmomente erforderlich, während der Bauraum begrenzt ist. Eine Möglichkeit, eine hohe Drehmomentdichte zu ermöglichen, ist die Erhöhung des Kupferfüllfaktors. In modernen Wickelsystemen mit Runddrähten gibt es dafür nur ein geringes Potenzial. Bei einer rechteckigen Leitergeometrie sind jedoch höhere Kupferfüllfaktoren möglich. Aus diesem Grund wird in dem vom Bundesministerium für Bildung und Forschung (BMBF) der Bundesrepublik Deutschland geförderte Verbundprojekt FlexiCoil ein wirtschaftliches Produktionsverfahren für Formspulen mit variabler Geometrie entwickelt. 35 4 Radnabenmotoren mit hohem Kupferfüllfaktor durch umformtechnisch hergestellte Spulen 1 Einleitung Für die Elektrifizierung des Individualverkehrs werden künftig hohe Stückzahlen elektrischer Traktionsmotoren mit geringen Produktionskosten benötigt. Insbesondere bei Radnabenmotoren sind hierbei aufgrund des limitierten Bauraums hohe Drehmomentdichten nötig. Diese werden durch einen hohen Strombelag ermöglicht. Um dies zu erreichen werden hohe Ströme getrieben, die Verluste in den widerstandsbehafteten Leitern verursachen. Um den elektrischen Widerstand und damit die Verluste möglichst gering zu halten, muss die Querschnittsfläche der Leiter so groß wie möglich gewählt werden. Dies ist durch die Verwendung von formschlüssigen Rechteckleitern ohne Veränderung der Nutgeometrie möglich (vgl. Bild 1). In [1] wird eine Spule mit ähnlicher Geometrie vorgestellt, die jedoch mit einem gießtechnischen Verfahren aus Aluminium hergestellt wird. Die hier entwickelte Spule wird umformtechnisch aus Kupfer gefertigt [2],[6]. Durch den größeren spezifischen Leitwert des Kupfers können die Kupferverluste im Vergleich zur Aluminiumspule verringert werden. Bild 1: Vergleich einer herkömmlichen Runddraht-Geometrie (links) mit einer Spule mit rechteckiger und variierender Querschnittsfläche (rechts). Bild 2: Schematische Darstellung des Prozesses, in dem mehrere Lackschichten auf einen Kupferdraht aufgebracht werden. Verglichen mit einer herkömmlichen Runddrahtwicklung ist die Querschnittsfläche der einzelnen Leiter bei der Formspule deutlich größer. In hohen Drehzahlbereichen steigen somit die Kupferverluste durch Skin- und Proximityeffekt und können in diesen Betriebspunkten die Verluste einer Maschine mit Runddrahtwicklung übertreffen. Eine weitere Herausforderung stellt das Isoliersystem der Spule dar. Bei herkömmlichen 36 4 Radnabenmotoren mit hohem Kupferfüllfaktor durch umformtechnisch hergestellte Spulen Runddrähten werden in einem kontinuierlichen Prozess mehrere Lackschichten auf den Draht aufgebracht. Nach jedem Lackierungsvorgang durchläuft der Draht einen Ofen, in welchem die Lackschichten aushärten (Bild 2). Aufgrund der Spulengeometrie ist das Aufbringen eines Lackes zur Primärisolierung in solch einem kontinuierlichen Prozess, bei der Formspule nicht möglich. 2 Radnabenmotor Als Erprobungsträger kommt ein Radnabenmotor der Firma Schaeffler mit einer Einzelzahnwicklung zum Einsatz. Um die Formspule mit einer Runddrahtwicklung vergleichen zu können, sollen zwei elektrische Maschinen gebaut werden: Eine mit der neuartigen Formspule und eine Referenzmaschine mit einer herkömmlichen Runddrahtwicklung. Der Magnetkreis ist bei beiden Maschinen identisch. 2.1 Spulengeometrie Die Spulengeometrie ist in Bild 3 exemplarisch dargestellt. Im Querschnitt (Mitte) ist zu erkennen, dass der Erprobungsträger keilförmige Nuten hat. Um diese bestmöglich auszufüllen variiert die Leitergeometrie von Windung zu Windung. Die Querschnittsfläche des Kupfers bleibt jedoch konstant. Die Leiterquerschnitte im Nutgrund und an der Nutöffnung sind zum direkten Vergleich in Bild 4 nebeneinander dargestellt. Bild 3: Von links nach rechts: CAD-Zeichnung erster Spulen aus Vorversuchen, Zeichnung des Querschnittes des Erprobungsträgers mit eingebauter Spule und ausgeführte, umformtechnisch hergestellte Spule. Bild 4: Querschnitt der ersten Windung im Nutgrund (links) und Querschnitt der Windung an der Nutöffnung (rechts): Beide Leiter besitzen dieselbe Querschnittsfläche, die Abmaße sind jedoch verschieden, um die Nut bestmöglich auszufüllen. 37 4 Radnabenmotoren mit hohem Kupferfüllfaktor durch umformtechnisch hergestellte Spulen Durch die hier dargestellte Spulengeometrie wird der Kupferfüllfaktor der elektrischen Maschine von 56 % bei der Runddrahtwicklung, auf signifikante 71 % bei der Formspule erhöht. 2.2 Montageprinzip Aufgrund der konischen Spulenform ist es nicht möglich die Spulen in den Stator einzuschieben. Darum wird der Stator in Einzelzahntechnik gefertigt. Die Spulen werden dann auf den einzelnen Zähnen vormontiert und anschließend zu einem vollständigen Stator zusammengefügt (Bild 5). Für dieses Montageprinzip müssen die Statorzähne ohne Zahnköpfe ausgeführt werden. Eine Einkerbung an der Nutöffnung ermöglicht die Befestigung des Nutverschlusskeils. Bild 5: Montageprinzip der Spule auf dem Einzelzahn. 2.3 Simulativer Vergleich von Formspule und herkömmlicher Wicklung Durch die veränderte Spulengeometrie wird ein anderes elektromagnetisches Verhalten der Maschine erwartet. Berechnungen zeigen für geringe Drehzahlen um bis zu 22 % verringerte Kupferverluste im Vergleich zu einer Runddrahtwicklung. Dies kommt durch den erhöhten Kupferfüllfaktor von 71 % zustande. Bei höheren Drehzahlen bedingen Skin- und Proximityeffekt jedoch wieder eine Erhöhung der Verluste. Diese sorgen für einen erhöhten effektiven Widerstand und werden von hohen Frequenzen sowie hohen Leiterquerschnitten begünstigt. Herkömmliche Runddrahtwicklungen für Traktionsantriebe werden meist mit Leitern mit einem Durchmesser von 0,5 mm bis 1 mm realisiert. Dies entspricht einer Querschnittsfläche von 0,2 mm² bis 0,79 mm². Der durch die Zielgeometrie definierte Querschnitt der Leiter der Formspule ist mit 4,7 mm² deutlich größer. Untersuchungen von umformtechnisch hergestellten Spulen zeigen eine Erhöhung des Widerstandes von 6,6 % gegenüber dem Spulenrohling. Diese resultiert aus fertigungsbedingten Querschnittänderungen entlang der Spule wie zum Beispiel Einschnürungen in den Biegungen im Wickelkopf. Der erhöhte Widerstand führt zu Kupferverlusten, die im Vergleich zu den Kupferverlusten einer Spule mit idealer Leitergeometrie erhöht sind. Die Wirkungsgradkennfelder von Technologieträger und Referenzmaschine sind in Bild 6 dargestellt. Dabei Wird sowohl die idealisierte Spulengeometrie als auch eine 38 4 Radnabenmotoren mit hohem Kupferfüllfaktor durch umformtechnisch hergestellte Spulen Maschine mit 6,6% höhren Kupferverlusten betrachtet. Die Maschine mit den Formspulen erreicht insbesondere im Bereich niedriger und mittlerer Drehzahlen n < 1.200 min −1 höhere Wirkungsgrade. Bei sehr geringen Drehmomenten sowie bei hohen Drehzahlen sind die Verluste der Referenzmaschine jedoch greinger. Bild 6: Simulierter Wirkungsgrad der Referenzmaschine (oben links), des Erprobungsträgers mit idealer Spulengeometrie (oben rechts) sowie des Erprobungsträgers mit realer Spulengeometrie (unten links) in Abhängigkeit von Drehzahl und Drehmoment. Unten rechts ist die Differenz der Verluste der Referenzmaschine und des Erprobungsträgers mit realer Spulengeometrie abgebildet. Bei positiven Werten sind die Verluste der Referenzmaschine höher. 3 Isolierung Die Primärisolierung der hier untersuchten Spule lässt sich nicht als herkömmlicher Kupferlackdraht realisieren. Darum werden zunächst Kriterien definiert, die eine Primärisolierung erfüllen muss. Anschließend werden verschiedene Ansätze zur Realisierung der Primärisolierung mit Hilfe dieser Kriterien bewertet. 3.1 Auslegung der Primärisolierung Als Niederspannungsmaschine mit einem polymerbasierten Isoliersystem, muss die Wicklung der Maschine während der gesamten Betriebsdauer teilentladungsfrei sein. Die Auslegung der Isolierung kann mit Hilfe von [3] erfolgen. Die kleinste Spannung, bei der Teilentladungen (TE) auftreten können, heißt Teilentladungseinsetzspannung (PDIV). Mit Hilfe von erfahrungsbasierten Sicherheitsfaktoren kann die TE-Einsetzspannung, die in einer Ersatzanordnung erreicht werden muss, berechnet werden. Da hier die Primärisolierung untersucht wird, liegt die Windungsspannung im Fokus. Im 39 4 Radnabenmotoren mit hohem Kupferfüllfaktor durch umformtechnisch hergestellte Spulen Fall der Runddrahtwicklung ist die Drillleiterprobe (im Englischen: Twisted Pair) eine Ersatzanordnung, um diese zu untersuchen. Bei der hier untersuchten Formspule wird eine andere Ersatzanordnung definiert: Zwei L-förmige Leiter werden mit Kaptonband aneinander gewickelt (Bild 7). Hierdurch soll die Biegung im späteren Wickelkopf berücksichtigt werden, da hier eine gleichmäßige Isolierung des Drahtes die größte Herausforderung darstellt. Bild 7: Ersatzanordnung zur Untersuchung der TE-Einsetzspannung der Formspule. Die TE-Einsetzspannung, die in einer solchen Anordnung zwischen den Leitern mindestens gemessen werden muss, ist nach [3] durch die folgende Gleichung definiert: 𝑈 , = 2 ⋅ 𝑈 ⋅ 𝑎 ⋅ 𝑂𝐹 ⋅ 𝑁𝐹 ⋅ 𝑃𝐷 ⋅ 𝐴𝐹 ⋅ 𝑇𝐹. (1) Dabei ist 𝑈 die Zwischenkreisspannung und 𝑎, 𝑂𝐹, 𝑁𝐹, 𝑃𝐷, 𝐴𝐹 und 𝑇𝐹 sind erfahrungsbasierte Sicherheitsfaktoren (vgl. Tabelle 1). Tabelle 1: Sicherheitsfaktoren zur Berechnung der minimalen TE-Einsetzspannung. Faktor Funktion 𝑎 Zwischen zwei benachbarten Windungen fällt je nach Wicklungstopologie ein Teil der Klemmenspannung ab. Dies ist mit einem Faktor a ≤ 1,0 berücksichtigt. 𝑂𝐹 Umrichter und Maschine sind meist mit einem Kabel verbunden, was zu einem Überschwingen an den Maschinenklemmen führt. Dies wird, je nach Kabellänge und Flankensteilheit der Spannung, mit 1,1 ≤ 𝑂𝐹 ≤ 2,5 berücksichtigt. 𝑁𝐹 𝑁𝐹 = 1,1 berücksichtigt Schwankungen der Batteriespannung. 𝑃𝐷 Treten Teilentladungen im Isoliersystem auf, erlöschen diese erst unterhalb der TE-Aussetzspannung welche deutlich geringer als die TE- Einsetzspannung ist. 𝑃𝐷 = 1,25 berücksichtigt den Unterschied zwischen TE-Einsetzspannung und TE-Aussetzspannung. 𝐴𝐹 1,0 ≤ 𝐴𝐹 ≤ 1,1 berücksichtigt den Alterungsprozess der Isolierung. 𝑇𝐹 1,0 ≤ 𝑇𝐹 ≤ 1,3 berücksichtigt die Temperaturabhängigkeit der TE- Einsetzspannung. Für den ungünstigsten Fall werden alle Faktoren mit Ausnahme von 𝑂𝐹 so gewählt, dass sie ihrem Maximum entsprechen. Da das Kabel zwischen Umrichter und Maschine im betrachteten Antriebsstrang nur 10 cm lang ist, wird ein geringes Über- 40 4 Radnabenmotoren mit hohem Kupferfüllfaktor durch umformtechnisch hergestellte Spulen schwingen erwartet und ein Überschwingfaktor von 𝑂𝐹 = 1,1 festgelegt. Mit einer Zwischenkreisspannung von 𝑈 = 300 𝑉 ergibt sich eine Spitze-Spitze-Spannung von 𝑈 , = 1416 V, bei der die Ersatzanordnung in den Voruntersuchungen noch teilentladungsfrei sein muss. 3.2. Erprobungen verschiedener Konzepte für die Primärisolierung Da eine herkömmlich Primärisolierung aufgrund der Spulengeometrie nicht realisierbar ist, werden zwei alternative Ansätze untersucht: Das Umformen von bereits lackiertem Kupferlackdraht, sowie das nachträglich Lackieren der fertig umgeformten Spulen. 3.2.1 Umformen von bereits lackiertem Draht In Vorversuchen wurden bereits lackierte, L-förmige Leitersegmente umgeformt, bis sie die gewünschte Endhöhe erreichen. Als Ausgangsmaterial dient ein Kupferlackdraht mit einem Durchmesser von 5 mm. Nach der Herstellung findet eine optische Bewertung statt. Anschließend wird die TE-Einsetzspannung gemessen. Diese ist in Bild 8 (links) in Abhängigkeit von der Endhöhe der umgeformten Proben dargestellt. Für jede Endhöhe werden dabei 20 Proben betrachtet. Es ist zu erkennen, dass die Teilentladungseinsetzspannungen für die weiter umgeformten Proben (mit einer Endhöhe von 2 mm) deutlich verringert sind. Außerdem weisen alle Leitersegmente eine Welligkeit des Lackes und 13 der 40 L-Stücke weisen Risse im Isolierlack auf. Bild 8: Gemessene TE-Einsetzspannungen in Abhängigkeit der Endhöhe der Proben (links) und umgeformte Probe mit aufgeplatztem Lack (rechts). 3.2.2 Nachträgliches Lackieren umgeformter Proben Eine weitere Möglichkeit die Primärisolierung zu realisieren ist das Auftragen der Isolierung auf die bereits umgeformte Spule. Da dies kein verbreitetes Verfahren zur Isolierung der Wicklungen elektrischer Niederspannungsmaschinen ist, müssen auch Materialien verwendet werden, mit denen keine oder nur wenige Erfahrungen für den Einsatz als Primärisolierung vorliegen. Diese Materialien müssen die folgenden Voraussetzungen erfüllen: 41 4 Radnabenmotoren mit hohem Kupferfüllfaktor durch umformtechnisch hergestellte Spulen  Gute Anhaftung am Leiter.  Ausreichende Temperaturbeständigkeit.  Ausreichende elektrische Isolierfähigkeit.  Geringe Schichtdicken. In einer Vorstudie werden epoxidharzbasierte Zwei-Komponenten-Systeme näher betrachtet. Es werden zwei Systeme mit den Markennamen EVO-Protect 130 und EVO-Protect 167 näher betrachtet. Die Eigenschaften der mit diesem System beschichteten Drähte sind in Tabelle 2 aufgelistet. Tabelle 2: Parameter von Leitern, die mit EVO Protect 130 bzw. EVO Protect 167 beschichtet sind. Material Max. Temperatur in ºC TE-Einsetzspannung in V Lackschichtdicke bei manueller Lackierung in µm EVO-Protect 130 120 >1690 22 bis 453 EVO-Protect 167 120 >1400 Im Folgenden wird nur noch EVO-Protect 130 betrachtet, da die entsprechend beschichteten Proben höhere TE-Einsetzspannungen erreichen. Außerdem haftet diese Beschichtung besser auf dem Kupferleiter als EVO-Protect 167. Nach der Voruntersuchung wird eine zweite Probencharge mit EVO-Protect 130 beschichteter Leiter untersucht. Hierbei wird in einem verbesserten Verfahren ein gesamter Spulenrohling beschichtet (Bild 9, links). Da die Isolierung beim Einsatz in einem umrichtergespeisten Traktionsantrieb bipolaren Pulsspannungen ausgesetzt ist, wird auch diese Spannungsform bei der Messung der TE-Einsetzspannung betrachtet. Dazu wird der in [7] beschrieben Messaufbau mit einem bipolaren SiC-Pulsgenerator verwendet. Die gemessenen TE-Einsetzspannungen (Spitze-Spitze-Werte) sind in Bild 9 rechts dargestellt. Es wird deutlich, dass die TE-Einsetzspannungen im Fall der pulsförmigen Spannung deutlich geringer sind als für die Messung mit sinusförmiger Spannung. Dennoch erfüllen alle untersuchten Prüflinge das zuvor definierte Kriterium 𝑈 , ≥ 1416 V. Die Schichtdicken der Isolierung der zweiten Charge liegen im Bereich des zuvor definierten Maximums von 80 µm. Bild 9: Beschichteter Spulenrohling und Prüfling (links) und TE-Einsetzspannungen für Proben der zweiten Charge (rechts). 42 4 Radnabenmotoren mit hohem Kupferfüllfaktor durch umformtechnisch hergestellte Spulen Das verwendete Material kann laut Datenblatt bei einer maximalen Temperatur von 120 ºC eingesetzt werden. Moderne Primärisolierungen bestehen meist aus Polyestern oder Polyamidimid und haben Temperaturindizes von 180 ºC bis 200 ºC. Für Isoliersystoffe beschreibt der Temperaturindex die maximal zulässige Temperatur, bei der die erwartete Lebensdauer für den Dauerbetrieb 20.000 h beträgt. Da EVO-Protect 130 kein herkömmliches Isoliermaterial ist, sind Temperaturindex und Maximaltemperatur nicht direkt vergleichbar. Darum sind umfangreiche Lebensdaueruntersuchungen notwendig, um ein Isoliersystem, in dem die betrachteten epoxidharzbasierten Zwei-Komponenten-Systeme zum Einsatz kommen, für die Wärmeklasse von 120 ºC zu qualifizieren. 3.3. Lebensdaueruntersuchungen Lebensdaueruntersuchungen müssen am gesamten Isoliersystem durchgeführt werden. Hierfür wird eine große Anzahl an Prüflingen benötigt, um die Versuche statistisch abzusichern. Deshalb werden nicht komplette Statoren, sondern sogenannte Motoretten einer beschleunigten Alterung ausgesetzt. Diese bestehen in der Regel aus Blechkantungen, die eine oder mehrerer Nuten einer Maschine nachbilden. In diese Nuten ist dann dasselbe Isoliersystem eingebracht, wie in der Maschine, in der es Verwendung finden soll. Für Runddrahtwicklungen wird in [4] eine beschleunigte Alterung in Anlehnung an die Norm [5] durchgeführt. Bei dem Verfahren werden die Prüflinge wechselnden thermischen und mechanischen Belastungen sowie einer Feuchtlagerung ausgesetzt. 3.3.1 Motoretten Design Bild 10: CAD-Zeichnung des Motorettenrohlings ohne Formspule und ohne Isoliersystem (links) sowie vollständige Motorette (rechts). Das hier angewandte Alterungsverfahren entspricht dem Vorgehen aus [4]. Allerdings müssen die Motoretten auf andere Art und Weise gestaltet werden (siehe Bild 10). Um eine parallele Entwicklung von Isoliersystem und Herstellungsprozess der Spule zu ermöglichen, werden bei der Herstellung der Motoretten beschichtete Rohlinge verwendet (Bild 10, rechts). 43 4 Radnabenmotoren mit hohem Kupferfüllfaktor durch umformtechnisch hergestellte Spulen 3.3.2 Beschleunigte Alterung Das Isoliersystem der Spule soll für eine Isolierstoffklasse von 120 °C qualifiziert werden. Hierzu werden beschleunigte Alterungstests in Anlehnung an [5] durchgeführt. Hierbei werden die Motoretten abwechselnd einer thermischen und einer mechanischen Belastung sowie hohen Luftfeuchtigkeiten ausgesetzt. Der Ablauf des Prüfzyklus ist in Bild 11 dargestellt. Vor der ersten thermischen Belastung findet eine Vorkonditionierung statt. Hier werden die Prüflinge 24 h einer bipolaren Pulsspannung ausgesetzt. Der Spitze-Spitze-Wert dieser Spannung muss mindestens der zuvor definierten Mindest-TE-Einsetzspannung entsprechen. Als Frequenz wird die maximale Schaltfrequenz des Umrichters gewählt. In diesem Fall entspricht dies 𝑓 = 16 𝑘𝐻𝑧. Für den eigentlichen Prüfzyklus werden die Motoretten in drei Gruppen unterteilt und bei unterschiedlichen Temperaturen gealtert. Der Gleichung (2) nach Dakin kann entnommen werden, dass hohe Temperaturen eine schnellere Alterung verursachen: 𝐿 = 𝐴 ⋅ e . (2) Dabei ist 𝑇 die absolute Temperatur und 𝐴 sowie 𝐵 sind materialabhängige Parameter. Da im kombinierten Belastungszyklus die thermische Belastung die dominante Belastungsform ist, werden die drei Motorettengruppen bei verschiedenen Temperaturen gelagert. Mit den erzielten Lebensdauern wird die Dakin-Gleichung parametriert. Bei den Messungen, die nach jedem Belastungszyklus stattfinden, werden die folgenden Parameter bestimmt:  Widerstand der Isolierung 𝑅 ,  Kapazität der Isolierung 𝐶 ,  Verlustfaktor tan 𝛿 und  PDIV. Widerstand, Kapazität und Verlustfaktor werden als rein informative Parameter betrachtet. Das Unterschreiten eines zuvor definierten Schwellwertes der TE- Einsetzspannung gilt hingegen als End-of-Life-Kriterium. Die Schwellspannung für Messungen zwischen den beiden Spulen, die jeweils einen Strang der Maschine repräsentieren, wird ähnlich wie in Gleichung (1) definiert: 𝑈 , , = 2 ⋅ 𝑈 ⋅ 𝑂𝐹 ⋅ 𝑁𝐹 ⋅ 𝑃𝐷 ⋅ 𝑇𝐹. (3) Der Sicherheitsfaktor zur Berücksichtigung der Alterung 𝐴𝐹 entfällt, da die hier betrachteten Prüflinge bereits einer beschleunigten Alterung ausgesetzt sind. Der Faktor 𝑎 wird nur bei einfachen Leiteranordnungen verwendet und entfällt bei der Betrachtung der Motorette. Für die Spannungen zwischen einer Spule und geerdetem Blech der Motorette wir ein empirischer Faktor von 0,7 hinzugefügt: 𝑈 , , = 2 ⋅ 0,7 ⋅ 𝑈 ⋅ 𝑂𝐹 ⋅ 𝑁𝐹 ⋅ 𝑃𝐷 ⋅ 𝑇𝐹. (4) In einer symmetrischen dreisträngigen Maschine, die mit sinusförmiger Spannung gespeist wird, beträgt der Faktor zwischen Außenleiter- und Strangspannung 1 √3 ⁄ = 0,577. Bei umrichtergepeisten Maschinen kann es jedoch zu einer Verschiebung des Sternpunktpotentials kommen, dementsprechend wird der Faktor erhöht [3]. Für das betrachtete Isoliersystem ergeben sich Schwellspannungen von 𝑈 , , = 1180 V bzw. 𝑈 , , = 826 V. 44 4 Radnabenmotoren mit hohem Kupferfüllfaktor durch umformtechnisch hergestellte Spulen Erste Ergebnisse für den Widerstand der Isolierung sind in Bild 12 dargestellt. Die Temperatur, der die Motoretten bei der Warmlagerung ausgesetzt sind beträgt hier 150 °C. Nach der Vorkonditionierung nimmt der Widerstand zunächst leicht zu. Nach dem ersten Belastungszyklus ist er allerdings deutlich verringert. Bild 11: Veranschaulichung des Prüfzyklus zur beschleunigten Alterung des Isoliersystems. Bild 12: Widerstand der Isolierung von sechs Motoretten, bei der initialen Messung, nach der Vorkonditionierung und nach dem ersten Belastungszyklus. Bei Verlustfaktor und Kapazität zeigen sich keine signifikanten Unterschiede zwischen den einzelnen Messungen. Die durchschnittliche Kapazität aller Proben beträgt 0,56 nF, der mittlere Verlustfaktor beträgt 0,182. Da bei der Teilentladungsmessung 45 4 Radnabenmotoren mit hohem Kupferfüllfaktor durch umformtechnisch hergestellte Spulen elektrische Alterung auftritt, wird die maximal eingesetzte Spannung auf das doppelte der zuvor definierten Mindestspannung begrenzt. Bei keiner der so durchgeführten Messungen treten Teilentladungen auf. 4 Zusammenfassung und Ausblick Es wird am Beispiel eines Radnabenmotors gezeigt, dass mit Formspulen deutlich höhere Kupferfüllfaktoren als mit Runddrahtwicklungen erreicht werden können. Im Bereich geringer und mittlerer Drehzahlen resultieren hieraus höhere Wirkungsgrade und damit geringere Verlustleistungen, die für ein und denselben Betriebspunkt abgeführt werden müssen. Im Projekt wurde ein bislang unerprobtes Isoliersystem verwendet, da herkömmliche Primärisolierungen aufgrund der Spulengeometrie nicht verwendet werden können. Mit der TE-Einsetzspannung wird ein Kriterium definiert, um Proben mit verschiedenen Primärisolierungen zu bewerten. Basierend auf dieser Bewertung wird ein Zwei- Komponenten-Epoxidharzsystem als Isolierung ausgewählt. Das Isoliersystem soll mit Lebensdauertests für eine Isolierstoffklasse von 120 ºC qualifiziert werden. Hierfür werden Motoretten gefertigt, welche die Formspule aufnehmen können. Die Motoretten werden einem kombinierten Belastungszyklus ausgesetzt, um eine beschleunigte Alterung zu erreichen. 5 Danksagung Die in diesem Beitrag vorgestellten Ergebnisse entstehen im Rahmen des Verbundvorhabens „FlexiCoil“ (Förderkennzeichen: 02P16A012). Dieses Forschungs- und Entwicklungsprojekt wird mit Mitteln des Bundesministeriums für Bildung und Forschung (BMBF) im Rahmenkonzept „Serienflexible Technologien für elektrische Antriebe von Fahrzeugen 2 (E-Antriebe 2)“ gefördert und vom Projektträger Karlsruhe (PTKA) betreut. Die Verantwortung für den Inhalt dieser Veröffentlichung liegt bei den Autoren. Die Auslegung der Erprobungsträger, sowie die Beschaffung und Schichtdickenuntersuchungen der Isoliermaterialien wurden von der Schaeffler Technologies AG & Co. KG durchgeführt und zur Verfügung gestellt. Werkzeugauslegung und -erprobung finden in Zusammenarbeit mit der Breuckmann GmbH & Co. KG und dem Institut für Bildsame Formgebung (IBF) der RWTH Aachen statt. 46 4 Radnabenmotoren mit hohem Kupferfüllfaktor durch umformtechnisch hergestellte Spulen Literatur [1] Fraunhofer IFAM: „Aluminium statt Kupfer: Gegossenen Aluminiumspulen senken Kosten und Gewicht“, Galvanotechnik 2/ 2014, Eugen G. Leuze Verlag. [2] Daniel Petrell, Alexander Braun, Gerhard Hirt: “Comparison of Different Upsetting Processes for the Production of Copper Coils for Wheel Hub Engines”, 8th Congress of the German Academic Association for Production Technology (WGP), pp 445-454, Springer, 2018. [3] DIN EN 60034-18-41: „Drehende elektrische Maschinen Teil 18-41: Qualifizierung für teilentladungsfreie elektrische Isoliersysteme (Typ I) in drehenden elektrischen Maschinen, die von Spannungsumrichtern gespeist werden“, November 2014. [4] A. Ruf, F. Pauli, M. Schröder, K. Hameyer: „Lebensdauermodellierung von nichtteilentladungsresistenten Isoliersystemen elektrischer Maschinen in dynamischen Lastkollektiven“, e&i - Elektrotechnik und Informationstechnik, 135(2), 131-144, Springer, 2018. [5] DIN EN 60034-18-21: „Drehende elektrische Maschinen - Teil 18-21: Funktionelle Bewertung von Isoliersystemen - Prüfverfahren für Runddrahtwicklungen - Thermische Bewertung und Klassifizierung“, Juli 2017. [6] D. Petrell, F. Pauli, C. Hecker, T. Steibert, M. Klausnitzer, S. Börzel, M. Schröder, K. Hameyer: „Umformtechnisch hergestellte Formspulen zur Erhöhung des Kupferfüllfaktors in elektrischen Maschinen“, Ideen Form geben 33, ASK Umformtechnik, Gerhard Hirt (Hrsg.), 2019. 47 5 Novel Rotor Design for Traction Machines with Improved Utilizations of Rare Earth Magnet Materials Gurakuq Dajaku Abstract This paper presents a novel rotor concept for PM machines designed to reduce the amount of rare-earth material. The new rotor configuration is built as a combination of a lateraland a spoke magnets rotor in one core, and includes additionally magnetic flux barriers which improve the utilization of permanent magnets. With the proposed solution, the efficiency of permanent magnets for flux density production is able to be increased for more than 30%. As a result, a high torque density per magnet volume can be achieved. The investigations carried out on different traction motors indicate significant magnet weight reduction in comparison with standard PM traction machines . Kurzfassung In diesem Artikel wird ein neuartiges Rotorkonzept für PM-Maschinen vorgestellt, welches dazu entworfen wurde, um die Menge an Seltenerdmaterial zu reduzieren. Die neue Rotorkonfiguration ist als Kombination eines Lateral- und eines Speichenmagnetrotors in einem Rotorkern aufgebaut und enthält zusätzlich Magnetflussbarrieren, die die Ausnutzung der Permanentmagnete verbessern. Mit der vorgeschlagenen Lösung kann die Ausnutzung von Permanentmagneten für die magnetische Flusserzeugung um mehr als 30% gesteigert werden. Die an verschiedenen Traktionsmotoren durchgeführten Untersuchungen zeigen eine signifikante Gewichtsreduzierung der Magnete im Vergleich zu konventionellen PM-Motoren. 1 Introduction In recent years, permanent magnet (PM) machines with expensive high energy density materials are widely used in most existing commercial hybrid and also electric vehicles (HEVS, EVs) [1] - [6]. This machine type is well known for high power density and efficiency. Another advantage is also the high available number on rotor topologies. Depending on the magnet location generally they can be grouped into two categories; surface mounted permanent magnet (SPM) rotors, and interior permanent magnet (IPM) rotors. If the magnets are inset in the rotor core (IPM-topology), they can be realized in various configurations, such as, tangential magnet, V-form, spoke, multi-layer, and so on [7]. In addition to these topologies that in following will be called as conventional PM rotors, reference [8] proposes a new rotor configuration aimed to reduce the magnet amount of PM machines. The main feature on this rotor type is the unusual magnet pole arrangement realized as a lateral-magnet and spoke magnet combination. Moreover, different from the common PM rotors it operates with higher rotor magneto motive force (MMF) harmonics as working wave. In addition to 48 5 Novel Rotor Design for Traction Machines with Improved Utilizations of Rare Earth Magnet Materials a) b) c) d) e) f) Fig. 1: Different PM rotor topologies. a) to d).Four pole conventional PM rotors, e). Four pole new rotor [8], f). Six pole new rotor [8]. that, the rotor core includes some magnetic flux-barriers (FB) used to reduce and at the same time to transfer the rotor MMF sub-harmonics to the working wave. Analogous to [9], the FB technique improves the utilization of permanent magnets for producing more effective air-gap flux density. With other words, the flux-barriers in rotor core increase the operating wave strength without demanding additional magnet volume. As a result, the torque density of the machine can be increased, or the required magnet amount for torque production can be reduced compared to conventional designs. This paper deals with the analysis and application potentials of the new rotor for traction machines. Section II describes briefly the realization and its functionality. The analytical approach for the rotor MMF distribution also is presented. Section III investigates the FB effect on the rotor MMF harmonics. In Section IV, the new rotor concept has been tested for two different traction machines with the focus on the reduction of the magnet amount for the same power compared with the common IPM machines. Different simulation results based on finite elements method (FEM) are presented and discussed. 2 Rotor MMF Function Fig. 2 shows the six-poles PM rotor configuration proposed in [8]. As illustrated, the realization of this rotor type was achieved by a combination of two different rotor topologies, i.e. the first rotor with lateral magnets and flux-barriers in between, and the second rotor with spoke magnets and with lateral magnet-slots as flux-barriers. Below, the MMF function for each rotor will be defined separately. Afterwards, the resulting MMF for the complete rotor will be defined according to the superposition method. 49 5 Novel Rotor Design for Traction Machines with Improved Utilizations of Rare Earth Magnet Materials Fig. 2: New rotor design as combination of FB rotor-1 and FB rotor-2. 2.1 Flux-barrier rotor-1 The first FB-rotor configuration is illustrated in Fig. 3a) while Fig. 3b) present the MMF distribution for the case when the rotor includes flux-barriers (solid line, black), and without flux-barriers (dashed, blue). The magnet pole arc angle is denoted by β PM1 , the magnet length in magnetization direction is denoted by LM 1 , and index 1 denotes the parameters for the first rotor configuration. In the MMF distribution diagram Θ , is the MMF magnitude of magnets determined with eq. (2). For the case when rotor doesn’t includes FBs, the magnetic flux produced from the first magnet flows circumferentially through the rotor yoke to the second magnet, so the magnetic flux distribution represents a two pole magnetic field. However, when the flux barriers are included in rotor core, they represent a high magnetic resistance for the two pole field, thus the magnetic flux of each permanent magnet is forced to flow through the two neighbour iron regions of rotor leading to close on itself. This leads to the modification of the resulting rotor MMF distribution as illustrated Fig. 3b). Hence, compared with conventional rotor, the MMF produced from one magnet 𝛩 , is divided equally into two components with their magnitudes 𝛩 , ∗ calculated with (3). The air-gap rotor MMF produced by FB magnet rotor can be presented into the form of the Fourier series as,   ,1 ,1 1,3,5,... ˆ ( , ) cos ( ) j FB FB j t j t           (1) where, ,1 1 1 PM C H LM    (2) * 1 ,1 ,1 1 PM PM PM PM        (3) 1 1 sin 2 j PM PM j          (4) ,1 1 ,1 1 1 1 4 ˆ sin 2 PM j j PM FB PM PM PM j j                             (5) + New rotor FB rotor-1 FB rotor-2 50 5 Novel Rotor Design for Traction Machines with Improved Utilizations of Rare Earth Magnet Materials a) b) Fig. 3: a). First rotor design with FB, b). Rotor MMF distribution (solid for FB rotor, dashed blue for conv. rotor). In the above equations, H C1 is the magnet coercivity, ,1 ˆ j FB  is the amplitude of the j th rotor MMF space harmonic in the air-gap and j PM  is the pole arc factor for the conventional rotor without FBs. Relation (5) can be simplified to ,1 ,1 ,1 4 ˆ PM j j FB FB j        (6) where, ,1 j FB  denotes the equivalent pole arc factor for the first FB rotor. 1 ,1 1 1 1 sin 2 j j PM FB PM PM PM j                    (7) 2.2 Flux-barrier rotor-2 As illustrated in Fig. 4a), the second FB-rotor configuration has two magnets inset on the FB regions of rotor-1, while the magnet slots of lateral magnets represent also FB effect for the second rotor. W mag2 and LM 2 denote the magnet width and length, respectively, index 2 describe the parameters for the second rotor configuration, while the other geometry parameters are similar to the first rotor. Fig. 4b) illustrate the MMF distribution; in black (solid line) the case when the rotor include the slot region of the lateral magnets or the FBs and in blue (dashed line) for the conventional spoke magnet rotor or without FBs. Θ , is the rotor MMF magnitude at rotor surface for the conventional spoke-magnets rotor determined with (8). Further, Θ , ∗ and Θ , ∗∗ are the magnitudes for the modified MMF distribution of second FB rotor. Also here, analogous to the first FB rotor the magnet slots of rotor-1 represent FB effect for the spoke rotor. So, along the magnet-slot regions the magnetic resistance is higher, hence the corresponding MMF magnitude will be reduced related to the magnet-1 slot dimensions as given in (9). In addition, the reduced MMF amount over the FB region will be forced to flow through the iron regions beside FBs which are characterized with lower magnetic resistances. Thus, the resulting MMF over the rotor iron teeth regions will be increase as described in (11). 𝛽 𝛼 LM 1 𝛽 π 2π 𝛼 Θ , (𝛼) 𝛩 , 𝛩 , ∗ -𝛩 , ∗ -𝛩 , 51 5 Novel Rotor Design for Traction Machines with Improved Utilizations of Rare Earth Magnet Materials a) b) Fig. 4: a). Spoke magnets design with FBs, b). Rotor MMF distribution (solid for new rotor, dashed blue for conv. rotor). mag,2 ,2 2 m 2 PM C or W H LM r      (8) ** 1 ,2 ,2 0 1 PM PM LM g LM     (9) ** * 1 ,2 ,2 ,2 0 1 PM PM PM PM LM g LM         (10) 1 0 1 1 * 1 ,2 ,2 ,2 1 0 1 1 PM PM PM PM PM PM PM PM g LM g LM                         (11) For the second FB rotor, the air-gap rotor MMF distribution can be described with Fourier series given in (12)   ,2 ,2 1,3,5,... ˆ ( , ) cos ( ) j FB FB j t j t           (12) where, ,2 1 1 1 ,2 1 0 1 1 1 0 1 4 ˆ 1 sin 2 PM j j PM FB PM PM PM LM LM j j g LM g LM                                       (13) Eq. (13) can be simplified to (14), where , 2 j FB  is the equivalent pole arc factor for the second spoke magnets FB rotor. ,2 ,2 ,2 4 ˆ PM j j FB FB j        (14) 0 1 1 1 1 ,2 0 1 1 1 1 sin 2 j j PM PM FB PM PM g LM LM j g LM LM                                        (15) 𝛽 𝛼 g 0 W mag,2 LM 2 Θ , (𝛼) 𝛽 π 2π 𝛼 𝛩 , ∗∗ - 𝛩 , ∗∗ 𝛩 , ∗ - 𝛩 , ∗ 𝛩 , 52 5 Novel Rotor Design for Traction Machines with Improved Utilizations of Rare Earth Magnet Materials 2.3 New flux-barrier rotor Finally, by combining both FB rotors 1 and 2 into one rotor core as illustrated in Fig. 2, the resulting rotor MMF distribution can be determined according to (16). _ ,1 ,2 ( , ) ( , ) ( , ) new R FB FB t t t         (16) Using the corresponding MMF expressions in (16), leads to,     ,1 _ 1 1 1,3,5,... mag,2 2 2 ,2 1,3,5,... 4 ( , ) cos ( ) 2 cos ( ) j FB new R C j j C FB j or t H LM j t j W H LM j t r j                            (17) 3 Effect of Flux-Barriers on Rotor MMF Harmonics Considering the pole arc parameters for the FB rotor-1, the first term in eq. (7) indicates that, the flux-barrier effect positively influences all space harmonics by the factor π/ (π-β PM ). However, depending on the harmonic order, the second component will reduce or improve them by factor β PM1 / (π-β PM1 ). The variation of ξ FB,1 with the magnet pol-arc angle β PM1 for the 1 st and 3 rd harmonics are depicted in Fig. 5a) where both conventional and FB rotor-1 are studied. In this analysis the results show significant positive effect of flux-barriers on the 3 rd harmonic, as well as on the reduction of the 1 st , or the sub-harmonic. E. g., considering the case when β PM1 =60°, with the FBs rotor the 1 st harmonic was reduced by a factor two, while simultaneously the 3 rd one was increased also by factor two. This effect is demonstrated separately in Fig. 5b) by comparing the MMF distribution and their space harmonics when β PM1 =60°. Further, the investigations carried out on the second FB rotor show also similar fluxbarrier effect on rotor MMF harmonics. Fig. 6a) presents the variations of ξ FB,2 with the magnet pol-arc angle β PM1 for the 1 st and 3 rd harmonics. Considering the case when β PM1 =60°, the results show that the FBs reduce the 1 st harmonics by 20%, and increase the 3 rd one more than by a factor two. The MMF results for the conventional spoke magnets and also the FB rotor-2 for β PM1 =60° are compared in Fig. 6b). Finally, in the complete rotor configuration shown in Fig. 2, the lateral and spoke magnets are magnetized oppositely, hence concerning the 1 st MMF harmonics this configuration represents an 180° phase shift for the 1 st MMF harmonics of rotor 1 and 2.Therefore, depending on the selected magnet size parameters, this component can be reduced or completely cancelled. On the other side, different from the fundamental wave, according to (7), (15), and (17) the 3 rd harmonics of both FB rotors are in phase, so they will be added, or the resulting 3 rd wave will be amplified in the final rotor. This effect has been demonstrated in Fig. 7 by analysing the MMF distribution components of rotor 1 and 2 separately, and also of the complete rotor for the same β PM1 angle as before. It is important to point here that, the above analysis was focused only on the investigation the influence of β PM1 on the MMF harmonics. For the FB rotor-1 this parameter has the main influence. However, as shown in (15) both LM 1 and β PM1 parameters influence the pole arc factor of FB rotor-2. The variation of 3 rd MMF harmonic for both rotors is presented in Fig. 8. 53 5 Novel Rotor Design for Traction Machines with Improved Utilizations of Rare Earth Magnet Materials a) b) Fig. 5: a). Effect of the pole arc angle on the 1 st and 3 rd rotor MMF harmonics, b).FB rotor-1 MMF characteristics for β PM1 =60°. a) b) Fig. 6: a). Effect of the pole arc angle on the 1 st and 3 rd rotor MMF harmonics, b). FB rotor-2 MMF characteristics for β PM1 =60°. a) b) Fig. 7: a). New rotor design with FBs; a). MMF distribution, b). Corresponding MMF harmonics. 0 50 100 150 0 50 100 150 200 250 Beta PM1 [degree] Pole arc factor [ % ] j = 1, conv. rotor 1 j = 3, conv. rotor 1 j = 1, FB rotor 1 j = 3, FB rotor 1 0 2 4 6 -1 0 1 alfa [degree] MMF [ p.u.] 0 5 10 0 0.5 1 Harmonic Order MMF [ p.u.] conv. rotor 1 FB rotor 1 conv. rotor 1 FB rotor 1 0 2 4 6 -1 0 1 alfa [degree] MMF [ p.u.] 0 5 10 0 0.5 1 Harmonic Order MMF [ p.u.] conv. rotor 2 FB rotor 2 conv. rotor 2 FB rotor 2 0 2 4 6 -1.5 -1 -0.5 0 0.5 1 1.5 alfa [degree] MMF [ p.u.] FB rotor 1 FB rotor 2 new-rotor 0 5 10 0 0.2 0.4 0.6 0.8 1 Harmonic Order MMF [ p.u.] FB rotor 1 FB rotor 2 new-rotor 0 50 100 150 0 100 200 300 Beta PM1 [degree] Pole arc factor [ % ] j = 1, conv. rotor 1 j = 3, conv. rotor 1 j = 1, FB rotor 1 j = 3, FB rotor 1 j = 1, conv. rotor 2 j = 3, conv. rotor 2 j = 1, FB rotor 2 j = 3, FB rotor 2 54 5 Novel Rotor Design for Traction Machines with Improved Utilizations of Rare Earth Magnet Materials a) b) Fig. 8: Effect of the lateral magnet slot geometry parameters on the 3 rd rotor MMF harmonic; a). First FB-rotor, b). Second FB-rotor. 4 Different Exemplary Traction Motors Below, the proposed new rotor is investigated for two different traction drive applications. For comparison, also the actually used PM traction machines are considered as reference. The main machine specifications are listed in Tables 1 and 2. Further, to have an appropriate comparison the investigations are performed under the same electrical and geometrical constraints, as well as under the same stator and winding topologies. 4.1 HEV ISG-traction machine The standard electric machine used by most hybrid commercial vehicles is the common 3-teeth/ 2-poles topology with PM rotor and q=0.5 fractional slots concentrated winding (FSCW) [10, 11]. While, depending on the requirements and applications this machine type can be found with different slots and pole combination, calling them as 20 40 60 80 2 4 6 10 -3 0 100 200 300 20 40 60 80 2 4 6 10 -3 100 200 300 400 Pole arc factor [%] Pole arc factor [%] Table 1: ISG traction motor Active length 63 mm Outer stator diameter 300 mm Outer rotor diameter 240 mm Gap length 1 mm Number of rotor poles 24 Number of stator slots 36 Dual layer FSCW q = 0,5 Maximal torque 270 Nm Maximal current 250A Maximal speed 6000 rpm DC Voltage 300V Table 2: BEV traction motor Active length 132 mm Outer stator diameter 240 mm Outer rotor diameter 178,6 mm Gap length 0,8 mm Number of rotor poles 12 Number of stator slots 72 Dual layer DW q = 2 Maximal torque 250 Nm Maximal current 400A Maximal speed 12000 rpm DC Voltage 400V 55 5 Novel Rotor Design for Traction Machines with Improved Utilizations of Rare Earth Magnet Materials Integrated Starter Generator (ISG), Integrated Motor Assist (IMA), or Integrated Motor Generator (IMG). For the following comparison the 24 pole PM motor with 3teeth/ 2-poles FSCW, and with specifications given in Table-1 is considered as exemplary ISG machine. Fig. 9a) presents the geometry for the conventional design, while Fig. 9b) depicts the new ISG. As noted before, both machines use the same stator and winding topology, whereas the difference exists only in the rotor configuration. The reference machine has a common rotor with 24 inset magnets (tangential inset magnet topology illustrated in Fig. 1b), while the new rotor use the proposed combination with 8-tangential and 8-spoke magnets. Concerning the number of magnets, the new rotor needs only 16-magnets instead of 24 in the conventional rotor. Further, the magnet geometry parameters of both machines are derived from the nominal torque condition. The torque vs. current-load angle results for different excitation currents are presented in Fig. 10. The results at rated current shows similar torque for both machines, while for lower and higher currents the results are slightly different. However, the most important point in this comparison are the magnet weight results. According to Fig. 9 the new design required only 0,85 kg magnet material instead of 1,33 kg used by the reference motor for the same nominal power. a) b) Fig. 9. ISG PM machines with; a). Conventional rotor, b). New rotor. a) b) c) Fig. 10: Electromagnetic torque v.s load angle, a). for 50Arms; b). for 150 Arms (nominal current), c). for 250Arms. Conv. PM rotor Magnet Mass: 1.33 kg New PM rotor Magnet Mass: 0.85 kg 56 5 Novel Rotor Design for Traction Machines with Improved Utilizations of Rare Earth Magnet Materials 4.2 BEV traction motor Until now, also in battery electric vehicles (BEV) applications the PM machine is still the most used candidate. However, different from ISG applications, here all traction machines use distributed winding with q≥2. For the following comparison the BMW-i3 traction PM motor was taken as reference motor. The data for the reference motor are taken from [12, 13], while for the new design the stator with the winding are hold the same and the rotor was redesigned according to the proposed new topology. Fig. 11 illustrates machine geometries, whereas Table-2 resumes their key specifications. Analogous to above, the aim of this investigation was to compare the machine performances concerning utilization of magnets for torque production. The first comparisons are referred to the maximal load. As depicted in Fig. 12 the magnet size parameters for the new rotor are adjusted to provide the same torque as the reference machine at maximum load current. Hence, for the reference machine the estimated magnet weight was 1.9kg while the new rotor requires only 1.25kg magnet material for the same maximal torque. Further results for the machine parameters are given in Table-3. Concerning the phase resistances both designs show similar values since they use the same stator and winding specifications. Whereas, the main difference appear on the PM flux-linkage and the dq-inductances which are mainly influenced by the rotor geometry. According to the inductance values, it can be concluded that the reference machine was designed to produce a high reluctance ratio, while the proposed motor is developed to produce a high PM flux amount with minimized magnet volume. Comparing the PM flux-linkage results and also the corresponding magnet weights, it can be seen that, the proposed design is able to produce about 36% more PM flux with approximately 33% less magnet amount. 5 Conclusions This paper presents a new rotor concept for PM machines aimed to reduce the amount of rare-earth material using a high efficient rotor configuration. In the proposed design the utilization of magnets for flux production has been improved using flux-barrier effect, as well as the combination of lateraland spoke magnets in one rotor core. The first part of this work deals with analytical analysis of the rotor MMF function. A particular importance was given to analyse the rotor FB effect on the specific rotor MMF harmonics. For the 3 rd harmonic the investigations show that the lateral magnet rotor can improve the operating wave by factor two, whereas the increase with the spoke magnet configuration is even more than factor two. Afterwards, the second part studies the applicability of the new rotor for different traction applications. For comparison also commonly used PM motors are considered and their performances are investigated under the same electrical and geometrical constraints. The first exemplary machine was an ISG motor with concentrated winding for HEV applications. For this application area the proposed new rotor shows about 36% magnet amount reduction compared with standard ISGs. Further, the second exemplary machine was the BMW-i3 PMSM for BEV application. Also here, the investigations on the proposed rotor concept indicate significant reduction of magnet amount. According to these results, it can be concluded that the ability to save a huge amount of rare earth magnets with the new rotor design can make the future traction PM motors considerably cheaper. 57 5 Novel Rotor Design for Traction Machines with Improved Utilizations of Rare Earth Magnet Materials a) b) Fig. 11: BEV traction PM machines with; a). Conventional rotor, b). New rotor. Fig. 12: Electromagnetic torque vs. rotor position for 400Arms. Literature [1] L. Chen, J. Wang, et al., “ Optimizations of a Permanent Magnet Machine Targeting Different Driving Cycles for Electric Vehicles”, International Electric Machines and Drives Conference (IEMDC-2013), 12.-15. 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PM rotor Magnet Mass: 1.9 kg New PM rotor Magnet Mass: 1.25 kg Table III: Machine parameters BMW-i3 rotor New PM rotor Phase resistance [mΩ] 5,6 5,6 PM flux-linkage [mVs] 44 60 Ld inductance [mH] 0,090 0,247 Lq inductance [mH] 0,255 0,332 58 5 Novel Rotor Design for Traction Machines with Improved Utilizations of Rare Earth Magnet Materials [6] K. M. Rahman, et Al., " Design and Performance of Electrical Propulsion System of Extended Range Electric Vehicle (EREV) Chevrolet Volt," IEEE Transactions on Industry Applicationss, Vol. 51, No. 3, May/ June 2015, pp. 2479 - 2488. [7] T.J.E. Miller, “Brushless Permanent Magnet and Reluctance Motor Drives,” Oxford University Press, 1989. [8] G. Dajaku, “Rotor for Permanent Magnet Machines,” DE Patent application 2018, P2018,1358 DE E. [9] G. Dajaku, D. Gerling: “Low Costs and High-Efficiency Electric Machines”, 2nd International Electric Drives Production Conference 2012 (EDPC-2012), 16.-17. October 2012, Erlangen-Nurnberg, Germany. [10] T.A. 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This contribution aims to put axial flux technology in an automotive context and assess whether and how these electric machines could be used for vehicle propulsion. The assessment rests on two pillars. On the one side, axial flux technology itself, its features and characteristics. On the other side, an analysis of current drivetrain topologies, from which technical requirements are derived. Comparing axial flux machines’ intrinsic characteristics with the needs of automotive drivetrains yields a nuanced picture: Certain idiosyncratic properties, such as high torqueand power density, short axial length and a high power-factor are beneficial for automotive use. However, comparatively high costs, a limited supply chain and a challenging mechanical design imply that in the near-term, axial flux machines are likely to be used mainly in low-volume niche applications. Kurzfassung Als Traktionsantriebe für elektrifizierte Fahrzeuge werden heutzutage fast ausschließlich Radialflussmaschinen eingesetzt. Seit einigen Jahren finden Axialflussmaschinen jedoch wieder verstärkte Beachtung, sowohl in der universitären Forschung als auch in der Industrie. Der vorliegende Beitrag diskutiert, ob und inwieweit Axialflussmaschinen für automotive Traktionsantriebe geeignet sind. Diese Untersuchung ruht auf zwei Säulen: Zum einen werden Axialflussmaschinen, ihre Eigenschaften und ihre besonderen Merkmale genauer betrachtet. Zum anderen werden, basierend auf einer Analyse automotive Antriebsstränge, Anforderungen an moderne Traktionsantriebe herausgearbeitet. Ein Vergleich der Eigenschaften der Axialflussmaschinen mit den Anforderungen automotiver Antriebsstränge ergibt ein differenziertes Gesamtbild: Für eine Verwendung im Automobilbau sprechen hohe Drehmoment- und Leistungsdichten, eine kurze axiale Länge, sowie ein hoher Leistungsfaktor. Dem entgegen stehen höhere Kosten, eine eingeschränkte Lieferantenbasis sowie eine komplexe mechanische Konstruktion. Somit erscheint es wahrscheinlich, dass der Einsatz von Axialflussmaschinen vorerst vermutlich auf automobile Nischenanwendungen beschränkt bleiben wird. 60 6 Axial Flux Machines: Suitable Traction Motors for Electrified Drivetrains? 1 Introduction Today, a great number of electric machines coexist in the market, tailored to the specific needs of the industries they are used in. While axial flux machines (AFM), such as the homopolar generator, invented by Michael Faraday in 1831, were amongst the first practically useful electric machines, they have since been overtaken by radial flux machines (RFM). The automotive industry, which is experiencing an ever-stronger push towards the electrification of their vehicles, almost exclusively employs electric machines of the radial flux type as traction motors and generators for battery electric vehicles (BEV) and plug-in hybrid electric vehicles (PHEV). Figure 1: Faraday’s homopolar generator, invented 1831 At first glance, the difference between axial flux and radial flux electric machines seems to be merely geometrical. Upon close inspection, a large number of differences - mechanical, electromagnetic and thermodynamic - become apparent. However, research works that address the question of suitability and “fit”, taking account of both the particular features of axial flux technology as well as the particular demands of the automotive industry, are few and far between. It is precisely this intersection of axial flux machine technology and automotive drivetrain requirements that the presented contribution aims to illuminate. This paper is organised as follows: Section 2 explains the technology of axial flux machines, highlighting operating principles, topologies and the current state of research and development. Section 3 details particular features of axial flux technology, followed by a comparison with conventional radial flux machines in Section 4. In Section 5, the focus shifts to electrified drivetrains, investigating dominant drivetrain topologies and listing the main requirements with respect to traction motors. Finally, in Section 6 the suitability of axial flux machines for automotive electrified drivetrains is discussed. The paper concludes with Section 7, which summarises the main findings. 61 6 Axial Flux Machines: Suitable Traction Motors for Electrified Drivetrains? 2 Technology of axial flux machines 2.1 Operating principles The most obvious feature that distinguishes axial flux machines from radial flux machines is the direction of the magnetic flux relative to the orientation of the machine shaft. As shown in figure 2, the magnetic flux in an axial flux machine is parallel to the shaft whereas in radial flux machines, it is perpendicular to the shaft. Figure 2: Orientation of magnetic flux for AFM (left) and RFM (right) From this seemingly simple geometrical difference, a number of profound changes derive: The mechanical construction of rotor, stator, shaft and housing, electromagnetic flux paths and inductances, winding design and assembly, thermal heat paths and coolant systems all differ. Naturally, the underlying equations that govern the conversion of electrical power (current and voltage) into mechanical power (torque and speed) remain firmly in place. Viewed as a black box from the outside, one could therefore be tempted not to mind whether the inside of the box was axial flux or radial flux in nature. Designers experienced solely in radial flux machines might find it difficult to imagine the very nature of axial flux machines. A simple “thought experiment” can help to overcome this, see figure 3. Figure 3: Derivation of axial flux stator from radial flux stator 62 6 Axial Flux Machines: Suitable Traction Motors for Electrified Drivetrains? Starting with the stator of a conventional internal rotor radial flux machine, cutting the stator in the axial direction and uncoiling it yields the stator of a linear motor. Gripping the two ends of the linear stator and bending it into a donut-like shape results in the stator of an axial flux machine. The same procedure can be applied to the rotor as well. Still, a number of meaningful changes occurs during this procedure. For example, the stator teeth are no longer parallel and of constant width. Furthermore, the laminations that are commonly used to supress eddy currents in the stator, are turned from flat sheets into concentric rings. This insinuates profound changes in winding design and stator manufacture, which will be detailed further in section 4. 2.2 Topologies Although there is some, mainly academic, interest in more “exotic” designs and topologies - a comprehensive overview can be found in [1] for example - the absolute majority of AFM is made up of three dominant designs. (1) single sided axial flux machines having one stator and one rotor, (2) axial flux machines with an internal stator and two external rotors and (3) axial flux machines with an internal rotor and two external stators. A graphic depiction of these dominant axial flux topologies and how they translate into radial flux designs is shown in figure 4. Figure 4: Translation of axial flux topology into equivalent radial flux design It is worth noting that of the three dominant axial flux topologies, only one - the single sided axial flux machine - has a conventional radial flux counterpart. Translating both the internal stator and the internal rotor AFM into RFM results in electric machine topologies that are of interest for certain niche applications only [2,3]. Another interesting topological feature of axial flux machines, which is unique to this technology, is the ability to stack individual machines on a common drive shaft. Figure 5 exemplifies this by depicting a single stage AFM and the double stage version that is constructed by mechanically, electrically and cooling-wise integrating two single stage machines. Electrically and cooling-wise the two stages are connected in parallel, mechanically they are in series. 63 6 Axial Flux Machines: Suitable Traction Motors for Electrified Drivetrains? Figure 5: Single stage AFM (left) and double stage AFM (right) Unlike the case with a corresponding increase in length of a radial flux machine, initially, stacked stages are connected only mechanically. The cooling system and electrical terminals of the individual stages may or may not be integrated later. However, electrical and thermal characteristics inevitably differ depending on whether and how the stages are linked up to each other. Stacking also opens up the possibility of combining different AFM topologies on a common drive shaft, one of the many current areas of (academic) research, as discussed next. 2.3 Current research and development trends A host of axial flux start-up companies has sprung up over the last 15 years, bringing new life to an industry that was focused on low-power or niche applications. The promise of a high volume automotive market brought by the advent of e-mobility attracted investors and early OEM customers. Renewed interest from academia followed. There is an almost surprising conformity in the academic community on the main merits of axial flux machines. They are considered to have high torqueand power density, high efficiency and an aspect ratio, which is short in length. Perceived disadvantages include complex manufacturing, higher costs and challenges in mastering the thermal and mechanical behaviour [4-8]. Of particular interest to academic research is the design invented and brought to the market by YASA, a spin-out company from Oxford University, founded in 2007 [8]. YASA combines several technological features and innovations, such as a yokeless, segmented stator, use of soft magnetic composites (SMC) instead of electrical steel and direct oil cooling; in a space envelope, which is large in diameter but very short. The machine has been analysed and re-build as a modified prototype by a number of researchers, e.g. [10-13]. Other researchers have investigated how the different concepts could be combined, leading to quite extraordinary inventions, such as the Triple-Rotor-Axial-Flux Spoke- Array Vernier Permanent Magnet Machine, helpfully abbreviated to TR-AFSAVPM [14]. Spoke-type rotors, as shown in figure 6 are employed in a number of studies, also in combination with toroidal windings [15,16,17]. 64 6 Axial Flux Machines: Suitable Traction Motors for Electrified Drivetrains? Figure 6: Internal-stator (IS), spokeand internal-rotor (IR) type rotors Although the majority of papers focusses on multi-gap axial flux machines, i.e. internal stator or internal rotor topologies, single sided machines are still of interest, mainly due to their minimum axial length [17,18,19]. A different approach towards minimising axial length is highlighted by [9] who designed and built a coreless internal stator AFM. Cooling of stator and/ or rotor is the subject of another stream of research, acknowledging the limitations put on machine performance by the efficacy of the cooling system and the temperature of the permanent magnets [20-23]. However, experience suggests that few of the new ideas now being researched will find their way into commercial products. In particular, the mechanical and financial challenges associated with manufacturing the proposed designs reliably, in high volume and at a competitive price are substantial. 3 Technological features of axial flux machines Preparing the comparison of axial flux machines and radial flux machines in section 4, this section sums up special features of axial flux machines. The main technical areas of electric machine design - mechanics, electromagnetics and cooling - are used as a framework structuring the analysis. 3.1 Mechanics A feature all types of axial flux machines have in common is that they are comparatively short given their diameter. Furthermore, electromagnetic forces acting on rotor and stator are not compensated in the same way as is the case with radial flux machines. This has a significant impact on the bearing arrangement. Whereas the shaft of an RFM can be supported by two single row deep groove ball bearings at either end, such a concept is more difficult to realise in AFM. The distance between the bearings is much smaller and any axial misalignment might cause additional axial forces acting on the bearings, thereby possibly self-reinforcing the initial misalignment. 65 6 Axial Flux Machines: Suitable Traction Motors for Electrified Drivetrains? Implementing a floating bearing arrangement based on two opposing angular contact bearings in Oor X-arrangement is challenging, too, since the axial forces pushing towards the centre of the machine hamper the correct adjustment of the bearings’ play and preload. Evidently, these challenges are greatest when considering single-sided AFM, where the axial forces are not counterbalanced by the presence of a second stator or rotor. To overcome these challenges, a combination of a “fixed” double row angular contact bearing and a “loose” single row ball bearing could be used, albeit at additional cost, see figure 7 Figure 7: Sketch of possible bearing arrangement for AF (IR) (left) and RFM (right) The aforementioned axial forces between stator(s) and rotor(s) pose further challenges beyond the bearing arrangement. In an automotive traction AFM, axial forces might easily exceed several thousands of Newtons. For example, in [18], the authors state that their single-sided 16 kW in-wheel motor creates axial forces of 13.8 kN. Handling these forces acting on the rotor(s) and the stator(s) demands special attention during design and assembly [7]. Several idiosyncratic features complicate the rotor design: a ratio of diameter to length more akin to a disc than a standard RFM rotor; an unusual application of materials, e.g. reinforced composites for internal rotor machines and SMC for internal stator machines; and the need to keep heavy magnets in place despite substantial centrifugal forces. Taken together, these factors help to explain why AFM are not commonly designed to be high-speed machines. Indeed, “natural” operating speeds are rather in the range of up to 8000 rpm or so. 3.2 Electromagnetics As is well known, axial flux machines are unusual in that the output torque increases with the cube of the diameter [4,29]. Still, mechanical rotor integrity requires that the maximum rotational speed decreases as the rotor diameter increases, which implies that power will increase with the square of the diameter only [30]. This relationship is strengthened further by the fact that the cooling area of internal rotor machines scales with the square of the diameter, too, see figure 8 further below. Radial flux machines tend not to scale as strongly with diameter, since electromagnetic area and cooling surfaces scale only linearly. 66 6 Axial Flux Machines: Suitable Traction Motors for Electrified Drivetrains? Axial flux machines are also particular in that only the electromagnetic diameter can be adjusted. The actual electromagnetic length is fixed, being a direct output of the electromagnetic design for a given diameter. Stacking of individual stages, discussed in section 2.2., may offer an alternative. It has its own potential disadvantages, however, such as the need for multiple inverters, an unnecessarily complex mechanical structure and multiple sets of end windings. Limited to one geometrical design parameter - the diameter - scaling axial flux machines is less precise than scaling radial flux machines, where both diameter and length are available as design parameters. Integer changes in particular design parameters, such as the number of pole-pairs or the number of stages in a multi-stage machine, may therefore lead to “sweet spots” and “sour spots” in the electromagnetic design range, as depicted in figure 8. Figure 8: Scaling of axial flux and radial flux machines with length Inductance is one of the main parameters governing electric machine behaviour. AFM are prone to exhibiting comparatively low inductance. This is due to their large electromagnetic airgap, which comprises the mechanical gap and the thickness of the magnets. This lack of inductance tends to have several repercussions on performance: The ability to field weaken is limited, because of which axial flux machines tend to have a comparatively high corner speed and a relatively small constant-power speed range (CPSR). Because of low inductive reactance, short-circuit currents at higher rotational speeds are typically too high to be bearable for an extended time. On the plus side, the power factor is close to unity within a large operating area, which minimises apparent current and associated losses. 3.3 Cooling There are numerous methods of cooling electrical machines, as, for example, summarised in [26]. It is not surprising, then, that axial flux machines exhibit a wide range of different cooling systems, too. Certain fundamental differences remain, however: While it is standard practice to shrink fit a radial flux machine’s stator into the chassis to provide for an optimum thermal path, this avenue is not available for axial flux machines. Instead, the stator is held in place by means of mechanical fixtures or some type of potting, thereby potentially impairing the thermal path from winding to chassis. Magnet heating is another phenomenon that might severely limit the performance of an axial flux machine. Internal rotor machines often exhibit rotors made up of electrically non-conducting materials, which tend to be poor thermal conductors [22]. Thus, 67 6 Axial Flux Machines: Suitable Traction Motors for Electrified Drivetrains? magnet losses will accumulate and, consequently, de-rating might be required to prevent demagnetisation. Segmentation of magnets can help to reduce eddy current losses in the magnets but increases cost and reduces the magnets’ active volume [25]. A clear benefit of internal rotor AFM is the large surface area available for heat removal, as illustrated in figure 9. Figure 9: Cooling surfaces for AFM (left) and RFM (right) Internal stator AFM exhibit different cooling challenges compared with internal rotor AFM. Since the stator is located in the middle of the machine, indirect cooling via a water jacket is ineffective. Direct oil cooling, as employed by YASA, for example, successfully addresses this issue but comes at the expense of introducing a new type of fluid to the vehicle’s cooling architecture. Stators with Fractional Slot Concentrated Winding (FSCW), often employed in these types of machines, produce ample harmonics in the air gap MMF and may also exhibit strong changes in reluctance, because of which magnet heating can be a challenge, too [20,27]. Here, dedicated fan discs and cooling via air ducts might be utilised to prevent overheating [28,31]. 4 Comparison of radial flux and axial flux machines Having surveyed the literature and having discussed the idiosyncratic features of axial flux machines, this section presents a comparison of axial flux and radial flux machines, focussing on those characteristics that are potentially relevant for automotive applications. This discussion only considers axial flux internal stator (AFIS) and internal rotor (AFIR) topologies. Arguments, which hold true for only one of the two designs are addressed separately. Likewise, radial flux machines are taken to comprise only permanent magnet machines with interior magnets (IPM) and surface permanent magnet machines (SPM), since these are the topologies of choice for most automotive applications. 68 6 Axial Flux Machines: Suitable Traction Motors for Electrified Drivetrains? 4.1 Comparison of performance Axial flux machines have a torque-speed characteristic that differs significantly from that of radial flux machines. Figure 10 depicts generic torque-speed curves, which show that AFM tend to have higher torque, lower maximum speed, a smaller CPSR and are prone to suffer from loss of power towards high rotational speeds. This phenomenon is partly due to limited field weakening capability and partly because AFM typically do not utilise reluctance torque, which helps to increase power at high speeds. Figure 10: Generic torque-speed curves representing 125 kW AF and RF machines Geometry and aspect ratios differ as well. AFM are short in length but large in diameter whereas RFM are rather square, i.e. of approximately equal length and diameter. Smaller AFIR machines in particular may have a lower moment of inertia than comparable RFM since the (single) rotor is comparatively thin and typically made of composites rather than electrical steel. The same is not necessarily true for AFIS, which have two rotors and need to employ soft magnetic, i.e. ferrous, material in the rotors to provide return paths for the magnetic flux. Although AFM are commonly credited with being highly efficient, this is rarely backed up by stringent analyses. High efficiency implies low losses. While AFIR machines may indeed have negligible rotor iron losses - due to the lack of iron in the rotor - this does not apply to AFIS, which can have considerable rotor losses that might even require dedicated rotor cooling. Furthermore, there does not seem to be any fundamental reason why AFM should have lower copper, (stator) iron or mechanical losses than RFM. Conversely, magnet heating and the resulting limitation in performance due to rotor temperature de-rating is particularly prominent in AFM, because of poor thermal connection of the magnets in case of AFIR and/ or strong air gap harmonics for AFIS. Liquid rotor cooling, as commonly utilised in RFM, is not an option in AFM because of differences in their mechanical architecture. 69 6 Axial Flux Machines: Suitable Traction Motors for Electrified Drivetrains? 4.2 Comparison of design, manufacturing and cost Designing AFM, in particular the electromagnetics, differs substantially from designing RFM. Whereas 2D Finite Element Analysis (FEA) is the method of choice for RFM, AFM are most accurately modelled when employing 3D FEA, as the flux path is inherently three-dimensional in nature [13]. The computational time required to carry out simulations increases accordingly. Further differences in the development process concern the materials used for rotor and stator. Whereas RFM make use of laminated steel sheets for stator and rotor, AFM utilise SMC, composites and spiral-wound electrical steel. This affects design processes and manufacturing methods. A variety of winding designs exist for RFM. The choice of windings for AFM is more limited as hairpin windings, for example, cannot be used since stator slots are not in parallel. This leaves distributed windings, often used for AFIR machines, and concentrated windings, which are typically applied to AFIS machines, often in an FSCW configuration. This restriction of freedom in winding design is not problematic per se. It might still imply, however, that the ideal winding for a given task might simply not be realisable, thus reducing the overall attractiveness of an axial flux machine design. Another aspect, which complicates manufacturing of AFM and, consequently, can lead to increased costs, concerns the electromagnetic attraction forces, which need to be handled during assembly. The bearing arrangement might need to be adapted, too, as discussed previously. Expensive double row angular contact bearings may be needed to locate the AFM’s rotor(s) securely, whereas RFM can make use of cheaper single row bearings. Last, manufacturing costs of axial flux machines are higher, simply because radial flux machines have been manufactured in high volume for decades. This encouraged the development of dedicated cost-saving manufacturing technologies, which might not be available to axial flux machine manufacturing. Whether axial flux machines are more expensive also because they use more permanent magnet material, as is sometimes claimed, is not entirely clear. Analyses we recently conducted on behalf of an automotive Tier 1 supplier indicated that the ratio of magnet material to output power is actually comparable for some types of AFM and RFM. Still, it seems plausible that IPM in particular might have a cost advantage as they partly replace magnet torque with reluctance torque, thus saving on expensive magnet material. 5 Electrified automotive drivetrains Whereas the previous chapters of this paper have discussed various aspects of axial flux technology itself, this section changes the viewpoint and highlights the topologies and underlying requirements of electrified automotive drivetrains, focussing on the two dominant vehicle concepts, i.e. BEVs and PHEVs. 5.1 Topologies of electrified drivetrains Drivetrain topologies currently found in the market for BEVs and PHEVs were investigated based on a proprietary database containing more than 1100 electrified vehicles 70 6 Axial Flux Machines: Suitable Traction Motors for Electrified Drivetrains? [33]. The drivetrain architectures listed below were found to be most common across worldwide markets. The abbreviations used in figure 11 are given in square brackets. Drivetrain topologies found in the market for battery electric vehicles comprise:  Front wheel drive with one e-machine [FWD - 1x EM (F)]  Rear wheel drive with one e-machine [RWD - 1x EM (R)]  All-wheel drive with one e-machine on each axle [AWD - 2x EM (F/ R)]  All-wheel drive with one e-machine for each wheel [AWD - 4x EM (F/ R)] The thrust of current developments can be seen from figure 11, which shows the prevalence of a certain architecture across all vehicles in our database. It should be noted that this analysis does not take account of actual sales volumes. Once sales volumes are considered, the preference for drivetrains with single traction motors on front or rear axle becomes stronger still. Figure 11: Vehicle architectures worldwide for BEV (left) and PHEV (right) As PHEV drivetrain architectures are inevitable more complex, the number and variety of concepts is larger, too. Main drivetrain topologies identified in the market for plug-in hybrid vehicles comprise:  Front wheel drive with one e-machine on the front axle [FWD - 1x EM (F)]  Rear wheel drive with one e-machine on the rear axle [RWD - 1x EM (F)]  (Mechanical) all-wheel drive with one e-machine [AWD - 1x EM (F)]  (Electrical) all-wheel drive with e-machine on the rear axle [AWD - 1x EM (R)]  All-wheel drive with e-machines on front and rear axle [AWD - 2x EM (F/ R)] In BEVs, the electric traction motor will either form part of what is called an “electric axle”, comprising the electric machine, gearbox, differential and, possibly, the inverter or be part of a “traction module”. A traction module consists of an electric machine and a gearbox, powering a single wheel rather than an entire axle. 71 6 Axial Flux Machines: Suitable Traction Motors for Electrified Drivetrains? In PHEV topologies, the electric machine can be part of an electric axle, as in an electric all-wheel drive, where the combustion engine powers one axle and the electric machine the other axle. Alternatively, it can be part of a traction module propelling individual wheels or be integrated between combustion engine and gearbox as a socalled “hybrid module”. The integration of hybrid module and gearbox can be performed in different ways. Figure 12 shows examples of electric traction systems. A brief technical description is given in table 1 underneath. Figure 12: Electric traction systems - clockwise from top left: electric axle with inverter (ZF), electric axle (GKN), hybrid module as stand-alone unit (Schaeffler), two traction modules in back-to-back configuration Table 1: Specification of electric traction systems System Type Vehicle Type Level of Integration Input Output Electric axle (with inverter) BEV PHEV Very high DC Power Axle torque Electric axle (without inverter) BEV PHEV High AC Power Axle torque Hybrid module (integrated with GB) PHEV High AC Power GB input torque Hybrid module (stand-alone module) PHEV Low AC Power GB input torque Traction module (without inverter) BEV PHEV Medium AC Power Wheel torque 72 6 Axial Flux Machines: Suitable Traction Motors for Electrified Drivetrains? 5.2 Requirements on electric traction machines The specific requirements on electric tractions machines can be as versatile as the vehicles they are integrated in. However, requirements originating in generic demands of the vehicle OEM - and not in the technical needs of the design engineer - are common to most automotive traction machines. These include, for example:  Low cost (in high volume), achievable only through high levels of automation  A trustworthy supplier, typically implying a certain size and experience  High efficiency, in particular in the most relevant torque-speed areas  Low volume  Low weight It is taken for granted that any industrialised traction machine will fulfil the vehicle OEM’s requirements in terms of robustness, durability and quality. Industrialisation as part of a new vehicle development project would not have commenced should this have been in doubt. In addition to these generic requirements, technical requirements that are specific to the previously discussed types of electric traction systems can be identified. Drawing on the specification presented in table 1, three distinguished sets of requirements can be devised. Electric axles:  High speed, medium torque, high power  Independent cooling system or shared with inverter and/ or gearbox  Limited diameter, increased length often acceptable  Co-axial or axially parallel integration of gearbox  Inverter integrated with e-machine or as stand-alone component Hybrid modules:  Low speed, high torque, medium power  Cooling system often integrated with gearbox  Large diameter, short axial length  Integration of additional decoupling clutch and double-mass flywheel  Inverter as stand-alone component Traction modules:  Medium speed, high torque, medium power  Independent cooling system or shared with gearbox  Medium diameter, short axial length  Co-axial or axially parallel integration of gearbox  Inverter integrated with e-machine or as stand-alone component Inevitably, the requirements listed above are still somewhat generic, solely reflecting the implicit objective of the underlying concept. 73 6 Axial Flux Machines: Suitable Traction Motors for Electrified Drivetrains? 6 Suitability of axial flux machines for automotive drivetrains In the literature, only few publications actually consider the suitability and fit of axial flux machines for automotive drivetrains. Some research works claim to consider automotive requirements but this often goes no further than highlighting some generic demands, e.g. [3,33,34]. An exception is [30] that suggests axial flux technology as suitable for hybrid modules and in-wheel applications. The need for integration of the decoupling clutch is also acknowledged, as shown in figure 13. Figure 13: Suggested AF hybrid module design with integrated clutch [30] Comparing the idiosyncratic features of axial flux machines, as listed in section 3 and section 4, with the requirements placed upon the electric machine when used as part of an electric axle, hybrid module or traction module, as highlighted in section 5, the following insights and conclusions are derived: Axial flux machines seem capable of potentially fulfilling many of the general OEMs requirements, such as low weight, low volume and high efficiency. More contentious is the need for a low-cost solution, which is particularly critical for high-volume massmarket vehicles. Because of the relative immaturity of axial flux technology in terms of design, manufacturing and supply chain, ambitious cost targets would be very challenging to meet. This might change with time, however. Since there is no high-volume manufacturer on the market, the OEM requirement for a trustworthy high-volume supplier is currently not met either. Axial flux machines do not fit the specific requirements of electric axle systems well. This is mainly because the demands for high rotational speeds - nowadays, up to and even beyond 20000 rpm is considered optimum - and limited outer diameter cannot be met. However, new and dedicated approaches to integrating the electric machine, gearbox, differential and inverter might void these objections in the future. The suitability and fit of axial flux machines for hybrid modules is - at first glance - more obvious. The requirements for relatively low speed, high torque, larger diameter and short axial length seem tailor-made for AFM. However, the mechanical integration 74 6 Axial Flux Machines: Suitable Traction Motors for Electrified Drivetrains? is very complex, due to large electromagnetic forces acting on stator and/ or rotor, the particular bearing arrangement needed and limited options for cooling of rotor(s) and stator(s). Integrating the clutch with the electric machine is challenging, too, since there is little unused space inside an AFM. Concluding, AFM might be suitable for hybrid modules only if considerable challenges concerning the mechanical and thermal integration can be overcome. Traction modules, which combine electric machine and gearbox in an electric traction system intended to propel a single wheel, seem to offer the best fit for axial flux machines. The lower power demand - only one wheel is driven rather than the complete axle - allows for scaling down of the machine, which increases speed and reduces the outer diameter while peak torque can still be sufficient. The short axial length enables packaging two traction modules in a back-to-back configuration, driving, for example, the left and right front wheels. It might be no coincidence that one of the first noteworthy applications of axial flux traction motors in an OEM vehicle, the Ferrari SF90 Stradale, follows this line of thought and integrates two traction modules on the front axle [35]. 7 Summary and conclusions The objective of this paper was to assess the suitability and fit of axial flux electric machines as traction motors for automotive applications. As a first step, the operating principles and main topologies of axial flux machines were presented. A brief literature review highlighted current academic research activities, the majority of which was found not to be relevant for the objective of this work. Next, specific features of axial flux technology were discussed, pointing out particularities in the mechanical, electromagnetic and cooling system design. A comparison with conventional radial flux machines highlighted the individual strengths and weaknesses of the most promising axial flux machine topologies. Changing the viewpoint from the electric machine itself towards the intended application as a traction system for an electrified vehicle, an analysis of drivetrain concepts prevalent in the market for BEVs and PHEVs was conducted. As a result, three distinct fields of application could be identified: Electric axles, hybrid modules and traction modules. Taking on the vehicle OEMs’ perspective, specific requirements for each of the three traction systems were defined. General OEM demands that are applicable to any industrialised drivetrain component, such as low cost, efficiency and a reliable supply chain, complemented the list of requirements. In the final chapter of this work, the two individual strands of research - axial flux technology and automotive requirements - were combined to yield a final assessment of the suitability of axial flux machines as electric traction motors. Concluding, it was found that traction modules are possibly the most suitable application. Utilising axial flux machines as hybrid modules might also provide certain benefits but the mechanical and thermal integration could be challenging. Electric axles, however, are not an obvious fit because of a mismatch in geometry and performance characteristics. Nevertheless, it has also become clear that axial flux technology is still immature compared with radial flux technology, which implies that sustained development efforts might yet open up new avenues for the application of axial flux machines in electrified vehicles. 75 6 Axial Flux Machines: Suitable Traction Motors for Electrified Drivetrains? Literature [1] S. Kahourzade, A. Mahmoudi, H. W. Ping, M. N. Uddin, “A comprehensive review of axial-flux permanent-magnet machines”, Canadian Journal of Electrical and Computer Engineering, vol. 37, no. 1, pp 19-33, 2014. [2] R. Qu, M. Aydin, T. A. Lipo, "Performance comparison of dual-rotor radial-flux and axial-flux permanent-magnet BLDC machines", Proceedings IEEE Electric Machines and Drives Conference, vol. 3, pp. 1948-1954, 2003. [3] W. Zhao, T. A. Lipo, B.-I. 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Simulation tests with the same U-cores in the stator indicate, that a radial flux motor with external rotor can be realized as well. In both concepts, a variation of magnet height shows a tradeoff between magnet material usage and motor output power respectively inverter size. Finally, the axial flux motor has advantages concerning manufacturability and design with an optimized use of magnet material. The radial flux variant requires more permanent magnet material and an additional back iron in the rotor, but allows for an optimization of output power. Kurzfassung Axialflussmaschinen erlauben die Realisierung von modularen, leicht skalierbaren Traktionsmotoren mit eisenlosem Scheibenläufer. Der Statoreisenkreis des hier vorgestellten Konzepts ist als Einzelzahnwicklung mit separaten U-Jochen aus Standardblechen aufgebaut. Wie weitere Simulationen ergeben, kann man mit den U-Jochen jedoch auch eine gewöhnliche Radialflussmaschine mit Außenläufer realisieren. Ein Vergleich beider Motorkonzepte mit unterschiedlichen Magnethöhen zeigt jeweils einen Tradeoff zwischen NdFeB-Materialausnutzung und Scheinleistungsbedarf bzw. Leistungscharakteristik. Insgesamt ist die Axialflussmaschine leichter herstellbar und eignet sich besser für Konzepte mit geringem Bedarf an Magnetmaterial. Die Radialflussvariante benötigt mehr NdFeB und einen zusätzlichen Eisenrückschluss in der Rotorglocke; dafür kann man eine deutlich bessere Leistungsausbeute erzielen. 1 Maschinenkonzepte 1.1 Motivation Der bevorstehende Serieneinsatz von elektrischen Traktionsantrieben in der gesamten Fahrzeugflotte - sei es in reinen Elektrofahrzeugen mit Batterie bzw. Brennstoffzelle oder in Hybridfahrzeugen - macht es lohnenswert, sich näher mit alternativen Maschinenkonzepten zu beschäftigen. Abseits der klassischen Drehfeldmaschine mit verteilter Wicklung, meist als PMSM mit vergrabenen Magneten, ist eigentlich nur die PMSM mit Einzelzahnwicklung im Fahrzeug anzutreffen; bereits in den 90ern gab es Konzepte mit scheibenförmigem Kurbelwellenstartergenerator. Alternative Konzepte mit unterschiedlichsten Ausführungsvarianten von Axial- und Transversalflussmaschine sowie die geschaltete Reluktanzmaschine wurden bislang mehrfach untersucht, haben es jedoch mit wenigen Ausnahmen nicht über das Prototypstadium hinaus gebracht. Das liegt einerseits an verschiedenen, jeweils ungelöst gebliebenen 79 7 Vergleich von Axial- und Radialflussmaschine bei modularer Bauweise mit U-Kernblechen konzeptspezifischen Baustellen, andererseits aber auch daran, dass die Entwicklung bis zur Serienreife einiges an Durchhaltevermögen erfordert - mit der klassischen Drehfeldmaschine kommt man da mit weniger Risiko deutlich schneller ans Ziel. Trotzdem stellt sich die Frage, ob man in Zukunft in nahezu allen Fahrzeugen eine Art Standardmaschine haben will, die allenfalls fahrzeugspezifisch in ihrer Leistung angepasst wird. Was bedeutet das für die Fertigungstiefe am eigenen Standort, und was für die eigenen Kernkompetenzen bzw. die Differenzierung zur Konkurrenz? Verbesserungspotential gibt es bei elektrischen Traktionsmaschinen nach wie vor: Bauraum und Gewicht, Fertigbarkeit, Skalierbarkeit, Wirkungsgrad im Teillastbereich sowie sparsamer Einsatz von Aktivmaterial, vor allem natürlich bezüglich NdFeB. 1.2 Modulares und skalierbares Maschinenkonzept In diesem Kontext wird an der Hochschule Landshut an einer modular aufgebauten, leicht fertigbaren Axialflussmaschine gearbeitet, die in ihrer Baugröße bzw. Drehmomentabgabe gut skalierbar ist und in Bezug auf das Drehmoment mit wenig NdFeB- Material auskommt. Der Eisenkreis der Maschine entspricht dem einer Einzelzahnwicklung (Drehmomentbildung mit der 7. Oberwelle), ist jedoch in einzelne Segmente aus U-Jochen aufgespalten, die auf zwei gegenüberliegenden Statorplatten angeordnet sind und auf einen dazwischenliegenden Scheibenläufer wirken. Die Joche bestehen aus kostengünstigen UI30-Standardkernblechen mit aufgesteckten Spulen, der Läufer aus GFK mit eingeklebten und zur Reduktion von Wirbelströmen segmentierten Magneten. Der Aufbau ist aus Bild 1 ersichtlich: Hier sind die Teile eines ersten Prototypen mit einem Maximaldrehmoment von 230 Nm abgebildet. Es ergibt sich eine Maschine mit 300 x 300 mm Kantenlänge und 128 mm äußerem Plattenabstand. Bild 1: Elemente und Aufbau des Prototyps der Axialflussmaschine Das Maschinenkonzept wurde bereits in [3] und [4] vorgestellt; eine ausführliche Beschreibung mit einer Analyse des Verhaltens des Eisenkreises findet sich auch in [2]. Eine langsam drehende Elektromaschine mit vergleichbarem Grundaufbau wird in einer Windkraftanlage mit integriertem Vertikalläufer eingesetzt [1], wobei anstelle von U-Kernblechen Schnittbandkerne zum Einsatz kommen und die Rotorscheibe aus Aluminium besteht. Die Entwicklung der ersten Prototypen wurde im Rahmen interner Laborarbeiten an der Hochschule Landshut durchgeführt, was ein wesentlicher Grund dafür war, ein möglichst einfach fertigbares Maschinenkonzept zu finden. Die Auskonstruktion des Mechanikteils erfolgte jeweils in studentischen Arbeiten, so zum Beispiel in [6] für den in Bild 1 dargestellten Prototypen. U-Joch: Blechpaket mit Steckspule Statorhälfte mit U-Jochelementen Rotorscheibe aus GFK mit Magneten Prototyp auf dem Prüfstand 80 7 Vergleich von Axial- und Radialflussmaschine bei modularer Bauweise mit U-Kernblechen Seit April 2019 erfolgt die Weiterentwicklung des Maschinenkonzeptes im Rahmen des Forschungsprojektes "Ines Selma" (Integriertes Elektroantriebs-System mit skalierbarer Elektronik und Maschine), das vom Freistaat Bayern gefördert wird. Zusammen mit unserem Industriepartner Silver Atena ist geplant, auf Basis des hier vorgestellten Maschinenkonzeptes ein Antriebssystem mit fahrzeugtauglichen Parametern zu entwickeln. Für dieses Projekt wurden umfangreiche Voruntersuchungen angestellt [2], unter anderem zu Auswirkung der Rotorscheibendicke (= Magnetdicke) auf die Drehmomentausbeute und die Leistungscharakteristik. Parallel dazu wurde untersucht, ob sich mit der Statorgrundgeometrie aus U-Jochen auch eine herkömmliche Radialflussmaschine realisieren lässt. Das lässt insbesondere einen direkten Vergleich von Axialfluss- und Radialflussmaschine zu und damit eine bessere Bewertung des neuen Maschinenkonzeptes. Erste Ergebnisse dazu sollen im Rahmen dieses Beitrages vorgestellt werden. Sie basieren auf 2-dimensionalen FEM-Rechnungen mit dem Programm FEMM [5], wobei das Modell der Axialflussmaschine auf Basis der bislang verfügbaren Messdaten abgeglichen ist. Neue Versuchsmuster zur Validierung der hier vorgestellten Eckdaten für die jeweilige Auslegungsvariante mit I K = I N (Kurzschlussstrom = Nennstrom) befinden sich aktuell im Aufbau. 1.3 Aufbau der Axialflussmaschine Bild 2 zeigt den Aufbau der Axialflussvariante ("AxMDM") mit Doppelstatoranordung und dazwischenliegender Rotorscheibe. Je zwei gegenüberliegende U-Joch-Blechpakete mit Steckspulen bilden den Eisenkreis einer Phase und zusammen mit den dazwischen laufenden Magneten eine Einphasenmaschine. Eine dreisträngige Grundmaschine besteht aus 6 Jochen und 14 Magneten wie in Abbildung 2 unten dargestellt. Bild 2: Geometrie und Eisenkreis der Axialflussmaschine 300mm 130mm Statorgrundplatte Welle Blechpaket U -V W -U V Magnethöhe h m Luftspalt d L U-Joche Stator 1 Rotorscheibe mit Magneten U-Joche Stator 2 Stator 1 Stator 2 81 7 Vergleich von Axial- und Radialflussmaschine bei modularer Bauweise mit U-Kernblechen Das Feldlinienbild mit Querstellung der Läufermagneten entspricht hier dem Kraftmaximum. Durch entsprechende Verschaltung verhält sich diese Anordnung wie eine gewöhnliche, dreisträngige Drehfeldmaschine, die auch mit den entsprechenden Steuerverfahren betrieben werden kann. Bei der hier vorgestellten Auslegung sind 3 Grundmaschinen mit insgesamt 18 Jochen und 42 Magneten über den Umfang angeordnet, so dass sich eine Polpaarzahl p = 21 ergibt. Die Prototypen werden vorerst mit Luftkühlung durch Axiallüfter betrieben, wobei sowohl die Steckspulen durch einen Spalt zum Eisenpaket als auch die Magnete in der Rotorscheibe durch einen Luftstrom im Luftspalt sehr gut entwärmt werden können. 1.4 Aufbau der Radialflussmaschine Für die Radialflussvariante ("RadMDM") werden die bei der Axialflussgeometrie gegenüberliegenden U-Joch-Blechpakete zu einem durchgehenden Blechstapel doppelter Länge zusammengefügt, so dass insgesamt exakt die gleiche Blechmenge zum Einsatz kommt. Der Aufbau entspricht einer gewöhnlichen Außenläufermaschine mit Magneten, die sich in einer Rotorglocke befinden. Der Eisenkreis ist wieder in einzelne Phasenelemente mit Steckspulen aufgespalten, wobei jeder zweite Zahn bewickelt ist. Der Eisenkreis schließt sich hier über die aus Stahl bestehende Rotorglocke, siehe das Feldlinienbild einer Grundmaschine in Abbildung 3 unten. Im Gegensatz zum einfachen, planaren Aufbau der Axialflussvariante mit auf Grundplatten geschraubten Jochelementen ist nun ein deutlich aufwändiger zu fertigender Statorträger erforderlich. Insgesamt ergibt sich jedoch ein vergleichbarer Bauraumbedarf, wobei die Radialflussvariante kürzer ist, dafür einen etwas größeren Durchmesser benötigt. Bild 3: Geometrie und Eisenkreis der Radialflussmaschine ca. 100mm Rotorglocke Statorträger Steckspulen Rotorglocke Welle Blechpaket Magnete Rotor: Magnete + Eisenrückschluss U-Joche Stator Magnethöhe h m 310mm 82 7 Vergleich von Axial- und Radialflussmaschine bei modularer Bauweise mit U-Kernblechen 2 Vergleich der Maschinen 2.1 Materialeinsatz Wie angesprochen wird im Stator beider Varianten exakt die gleiche Blechmenge eingesetzt, während die Radialflussvariante zusätzliches Material für den Rückschluss im Rotor benötigt. Ob hier bei höheren Drehzahlen bzw. Polwechselfrequenzen durch nicht synchrone Statoroberwellen Wirbelstromverluste auftreten, die ggf. sogar eine Blechung erforderlich machen, muss am Prüfstand noch untersucht werden. Andererseits wird weniger Kupfer benötigt, da sich nun pro Joch nur noch eine Spule doppelter Länge ergibt: Dadurch entfallen 2 von 4 Stirnseiten. Das wird überdies zu einer Verringerung der Kupferverluste um etwa 28% führen. Für die Magnete benötigt die Radialflussmaschine bei gleicher Charakteristik mit I K = I N nur geringfügig mehr Material. Der Bedarf an aktivem Material ist in Tabelle 1 gegenüber gestellt. Die Radialflussmaschine wird momentan vollständig auskonstruiert und soll im Anschluss aufgebaut werden. Die Angabe für das Gesamtgewicht wurde aus dem 3D- Modell abgeleitet. Es wird im Folgenden jeweils von einer Wicklungsauslegung mit identischen Windungszahlen und gleichen Werten für Nenn- und Überlaststrom ausgegangen, womit sich bei Betrieb an gleicher Zwischenkreisspannung auch dieselbe Scheinleistung an den Klemmen ergibt. Tabelle 1: Materialbedarf der Maschinenvarianten Wicklung Stator m CU Stator m FE Rotor m FE Magnete für I K = I N aktive Masse Gesamt- Gewicht AxMDM I N = 40 A I Max = 84 A N = 180 3,9 kg 5,7 kg - 680 g 10,3 kg 26,5 kg RadMDM 2,8 kg 5,7 kg 2,7 kg 780 g 12,0 kg  29 kg 2.2 Geometrieparameter und Drehmomentwerte Die aktuell auf dem Prüfstand vermessene und zum Parameterabgleich verwendete Maschinenvariante ist in Tabelle 2 mit AxMDM 0 bezeichnet und rot markiert. Für die Magnete wurde Standardmaterial mit einem B R von 1,22 T (N35UH) verwendet. Der (Doppel-) Luftspalt ist aufgrund von aktuellen konstruktiven Problemen mit der Lagerung und der Ausrichtung der Rotorscheibe derzeit größer als geplant, es ergab sich ein Maß 2x 0,7 mm für die Variante AxMDM 0. Für die weiteren Betrachtungen auf Basis von FEM-Simulationen wird von einem deutlich besseren Magnetmaterial mit einem B R von 1,31 T bei 20°C ausgegangen (VACODYM 965 TP). Bei den Varianten der Axialflussmaschine AxMDM 1..3 wird der ursprünglich geplante Luftspaltwert von 2x 0,5 mm angesetzt, der nach einem konstruktivem Redesign auch gut realisierbar sein sollte. Bei der Radialflussvariante bilden Statorbleche und Rotormagnete im Luftspalt einen Polygonzug, so dass der Luftspalt von 0,5 bis 1,2 mm variiert. Es ergibt sich ein Mittelwert von 0,95 mm. Die Wicklungsauslegung bleibt für alle betrachteten Varianten mit Windungszahl und Strombelastbarkeit jeweils unverändert. 83 7 Vergleich von Axial- und Radialflussmaschine bei modularer Bauweise mit U-Kernblechen Tabelle 2: Geometrievarianten und Drehmomente Variante Magnetmaterial Luftspalt d L Magnethöhe h M Magnetgew. m Mag Dauerbetrieb: M xN Überlast: M xMax AxMDM 0 N35UH 2x 0,7 mm 5 mm 485 g 136 Nm 235 Nm AxMDM 1 VACODYM 965 TP 2x 0,5 mm 5 mm 485 g 160 Nm 277 Nm AxMDM 2 7 mm 680 g 167 Nm 301 Nm AxMDM 3 10 mm 970 g 172 Nm 320 Nm RadMDM 1 Mittelwert: 0,95 mm 2 mm 520 g 148 Nm 251 Nm RadMDM 2 3 mm 780 g 163 Nm 293 Nm RadMDM 3 6 mm 1560 g 174 Nm 340 Nm Bild 4: Vergleich Drehmoment über Pollage Die in Tabelle 2 angegebenen Drehmomente entsprechen dem Scheitelwert der Drehmomentkurve über der Pollage bei 90° und sind daher mit dem zusätzlichen Index "x" versehen. Die mittlere Drehmomentabgabe an der Welle bei Betrieb mit Querstromeinprägung ist durch den Einfluss von Schleppmoment und Drehmomentripple um ca. 5 Nm niedriger, so dass bei Variante AxMDM 0 die Werte M N = 130 Nm bzw. M Max = 230 Nm gemessen wurden. Die in Tabelle 1 und 2 blau bzw. violett markierten Varianten AxMDM 2 und RadMDM 2 entsprechen einer Auslegung für I K = I N (Kurzschlussstrom = Nennstrom), was in den nachfolgenden Abschnitten noch näher erläutert wird. Wie in Tabelle 2 zu erkennen, ergeben sich hier interessanterweise vergleichbare Drehmomentwerte für Dauer- und Überlastbetrieb. Für diese beiden Varianten sind in Abbildung 4 die Drehmomentkurven aus der FEM-Simulation über der Pollage abgebildet. Mit wachsender Abweichung des Kurvenverlaufes zu einer Sinuskurve würde sich bei sinusförmiger Bestromung ein zunehmender Drehmomentripple ergeben, wobei die Abweichungen hier Drehmoment / Nm 0 10 20 30 40 50 60 70 80 90 100 110 120 130 140 150 160 170 180 Pollage / Grad Drehmoment über Pollage I = 84A S I = 40A S M xMax M xN 84 7 Vergleich von Axial- und Radialflussmaschine bei modularer Bauweise mit U-Kernblechen noch im tolerierbaren Bereich liegen. Dass die U-Kernbleche bei der Radialflussvariante über den Umfang einen Polygonzug mit stark schwankendem Luftspalt bilden, scheint kein Nachteil zu sein: die Abweichung im Drehmomentverlauf zu einer Sinuskurve ist nicht wesentlich größer als bei der AxMDM. Die gemessenen Drehmomentkurven über Pollage (Bild 4) und über Statorstrom können mit der FEM-Simulation sehr gut nachgebildet werden. Variante AxMDM 2 erreicht mit M xMax = 301 Nm einen Flächenschub von 130 kN/ m². Das resultiert aus dem relativ hohen Strombelag von 2335 A/ cm bei Überlastbetrieb mit 84 A, der sich mit den beiden gegenüberliegenden Statorhälften ergibt. Die Radialflussvariante erreicht mit ihrem einseitigen Stator nur den halben Strombelag und in etwa auch den halben Flächenschub; sie profitiert von der deutlich größeren aktiven Luftspaltfläche. Die Variante AxMDM 1 (vgl. Tabelle 2) mit Magnethöhe 5 mm ist interessant, weil sich hier ein besonders günstiges Verhältnis von Maximaldrehmoment zu eingesetzter Magnetmasse M xMax / m Mag = 0,57 Nm/ g ergibt. Allerdings wird dies mit einem ungünstigen Leistungsfaktor erkauft, vor allem im Überlastbereich, wie in den folgenden Abschnitten noch näher erläutert wird. Mit zunehmender Magnetdicke kann das Drehmoment gesteigert werden. Allerdings wächst der Materialbedarf weit überproportional: bei Variante AxMDM 3 wird im Vergleich zu AxMDM 1 die doppelte Magnetmenge benötigt, während das Maximaldrehmoment nur um den Faktor 1,16 von 277 auf 320 Nm ansteigt; das Verhältnis M xMax / m Mag ist dann nur noch 0,33 Nm/ g. Bei den ersten beiden Varianten der Radialflussmaschine wurden sehr geringe Magnethöhen gewählt, um mit der AxMDM vergleichbare Eckdaten zu erzielen. Natürlich ist in diesem Falle zu prüfen, ob sich in den Magneten Arbeitspunkte einstellen, die zu einer irreversiblen Entmagnetisierung führen können. In Bild 5 sind die Arbeitspunkte aufgetragen, die sich bei Beaufschlagung mit Maximalstrom im Drehmomentmaximum (das ist hier der ungünstigste Fall) lokal in den 14 Magneten einer Grundmaschine ergeben. Insgesamt zeigen sich für die Radialflussmaschine ungünstigere Werte; bei Magnethöhe h M = 2 mm (Variante RadMDM 1) wird das Magnetmaterial lokal fast vollständig entmagnetisiert. Bei Temperaturen unter etwa 120° C bleibt dieser Vorgang reversibel, jedoch wird der zulässige Temperaturbereich deutlich eingeschränkt. In Bild 5 ist gut zu erkennen, wie sich die Arbeitspunktbereiche mit zunehmender Magnetdicke nach rechts verschieben. Die eingezeichneten Temperaturgrenzen entsprechen den temperaturabhängigen "min"-Werten für H cJ aus der Datenblattangabe [7]. Bild 5: Arbeitspunkte Läufermagnete für Betrieb mit Maximalstrom -0.2 0 0.2 0.4 0.6 0.8 1 1.2 1.4 1.6 B / T Axialflussmaschine Radialflussmaschine -900 -800 -700 -600 -500 -400 -300 -200 -100 0 100 200 H / kA/ m -900 -800 -700 -600 -500 -400 -300 -200 -100 0 100 200 H / kA/ m -0.2 0 0.2 0.4 0.6 0.8 1 1.2 1.4 1.6 B / T h = 10mm M h = 7mm M h = 5mm M h = 6mm M h = 3mm M h = 2mm M 170°C 130°C 150°C 170°C 130°C 150°C 85 7 Vergleich von Axial- und Radialflussmaschine bei modularer Bauweise mit U-Kernblechen Die Radialflussmaschine hat zusätzlich das Problem, dass es durch Verluste im Eisenrückschluss zu einem Wärmeeintrag in die Magnete kommen kann. Bei der Axialflussmaschine entstehen nur Wirbelstromverluste in den Magneten selbst, dafür ist die Entwärmung in der GFK-Läuferscheibe ungünstiger. Insgesamt lässt sich das aber durch eine entsprechende Segmentierung der Magnete gut beherrschen. 2.3 Magnetmaterialausnutzung und Leistungscharakteristik Die Wahl der Magnethöhe wirkt sich neben den Drehmomentwerten natürlich auch auf weitere Maschinenparameter aus, welche den Leistungsfaktor im Eckpunkt sowie die Leistungscharakteristik im Überlast- und Feldschwächbereich bestimmen. Ein relativ gutes Maß ist hier der Kurzschlussstrom I K , der aus der EMK-Konstante k emk (induzierte Spannung / Polwechselfrequenz) und der Induktivität L S berechnet werden kann: 𝐼 = 𝑒 ∙ 𝑘 2𝜋 ∙ 𝐿 Der Entmagnetisierfaktor e ergibt sich aus den Arbeitspunkten der Magnete im Kurzschluss und liegt im Bereich e = 0,84 (RadMDM 1, geringe Magnethöhe) bis etwa e = 0,95 (RadMDM 3, große Magnethöhe). Für die AxMDM liegen die Werte um 0,90. Bei der nachfolgenden Betrachtung wird von den Wicklungsdaten des aktuellen Prototyps und von einer Zwischenkreisspannung U d = 900 V ausgegangen, was sich u. A. für eine optimale Ausnutzung von 1200V-Halbleitern anbieten würde. In Tabelle 3 sind die Simulationsergebnisse für die mit den Maschinenvarianten erzielbaren Leistungsdaten gegenüber gestellt. Zugrunde liegen die Maschinenparameter, wie sie sich aus der FEM-Rechnung für die Drehmomentbestimmung ergeben. Bei Vollaussteuerung des Wechselrichters (Blocktakt) liegen die Eckpunkte im Bereich um 2000 Upm - ab diesem Punkt wird die maximal einstellbare Spannung und damit die maximale Scheinleistung für Dauerbzw. Maximalstrom erreicht. Inwieweit sich die angegebenen Leistungsdaten durch Anpassen der Wicklung und Verschiebung des Eckpunktes zu höheren Drehzahlen hin noch steigern lassen, ist momentan unklar, da entsprechende Prüfstandsmessungen noch ausstehen. Tabelle 3: Magnetmaterialausnutzung, Kurzschlussstrom und Leistung Variante Magnethöhe h M M xMax / m Mag I K / I N P Dauer (N > N N ) P Max (N ≥ N N ) Scheinleistung Wechselrichter AxMDM 0 5 mm 0,48 Nm/ g 0,74 34,7 kW 35,5 kW U d = 900 V Blocktakt I N = I Dauer = 40 A S Dauer = 48,6 kVA I Max = 84 A S Max = 102,1kVA AxMDM 1 5 mm 0,57 Nm/ g 0,85 40,1 kW 40,8 kW AxMDM 2 7 mm 0,44 Nm/ g 0,98 45,1 kW 46,5 kW AxMDM 3 10 mm 0,33 Nm/ g 1,10 46,7 kW 51,9 kW RadMDM 1 2 mm 0,48 Nm/ g 0,77 37,2 kW 41,3 kW RadMDM 2 3 mm 0,38 Nm/ g 1,00 45,8 kW 48,4 kW RadMDM 3 6 mm 0,22 Nm/ g 1,35 46,9 kW 63,7 kW 86 7 Vergleich von Axial- und Radialflussmaschine bei modularer Bauweise mit U-Kernblechen Eine geringe Magnethöhe führt bei sehr guter Ausnutzung des Magnetmaterials (M xMax / m Mag ) jedoch zu einem kleinen Kurzschlussstrom (I K / I N < 1) und damit zu einem ungünstigen Leistungsfaktor, was wiederum Wirkleistung bzw. Leistungsabgabe an der Welle (P Dauer , P Max ) beschränkt, siehe Tabelle 3 bzw. Bild 6. Für die beiden Varianten mit I K / I N ≤ 1 ist die Leistung im Überlastbereich gegenüber Dauerbetrieb nicht steigerbar. Insbesondere ergibt sich bei Überlast ein ungünstiger Leistungsfaktor (cos   0,4) bzw. ein sehr hoher Scheinleistungsbedarf, siehe Bild 6 und 7. Bei beiden Maschinenvarianten kann durch Vergrößern der Magnethöhe neben dem Drehmoment auch die Leistungsabgabe erhöht werden (mit I K / I N > 1, Bild 8), wobei aber die Ausnutzung des Magnetmaterials deutlich ungünstiger wird. Bild 6: Leistung und Drehmoment Axialflussmaschine, I K = 0,85·I N Bild 7: Leistung und Drehmoment Axialbzw. Radialflussmaschine, I K  I N Bild 8: Leistung und Drehmoment Radialflussmaschine, I K = 1,35·I N 0 1000 2000 3000 4000 5000 6000 Drehzahl / Upm 0 1000 2000 3000 4000 5000 6000 Drehzahl / Upm Scheinleistung, Wellenleistung Drehmoment 0 10 20 30 40 50 60 70 80 90 100 Leistung / kW bzw. kVA 30 Drehmoment / Nm 0 60 90 120 1 0 5 1 0 8 210 240 270 300 M Überlast Dauer M 48.6kVA 160Nm 277Nm S P Überlast Dauer S P 40.1kW I = I d k I = I d k 48.6kVA 167Nm 301Nm 0 1000 2000 3000 4000 5000 6000 Drehzahl / Upm 0 1000 2000 3000 4000 5000 6000 Drehzahl / Upm 0 10 20 30 40 50 60 70 80 90 100 Leistung / kW bzw. kVA 30 Drehmoment / Nm 0 60 90 120 1 0 5 1 0 8 210 240 270 300 Scheinleistung, Wellenleistung Drehmoment M Überlast Dauer M S P Überlast Dauer S P 45.1kW 48.6kVA 46.9kW 30 0 60 90 120 1 0 5 1 0 8 210 240 270 300 330 360 174Nm 340Nm 63.7kW 0 1000 2000 3000 4000 5000 6000 Drehzahl / Upm 0 1000 2000 3000 4000 5000 6000 Drehzahl / Upm 0 10 20 30 40 50 60 70 80 90 100 Scheinleistung, Wellenleistung Drehmoment Leistung / kW bzw. kVA Drehmoment / Nm M Überlast Dauer M S P Überlast Dauer S P 87 7 Vergleich von Axial- und Radialflussmaschine bei modularer Bauweise mit U-Kernblechen Bei dem üblichen Betrieb mit Vektorregelung sind die beiden Stromkomponenten I q (Querstrom, Drehmoment) und I d (Feldschwächung) im Feldschwächbereich durch eine entsprechende Steuerstrategie so einzustellen, dass der Spannungsstellbereich und damit die Leistungsabgabe voll ausgenutzt werden können. Dabei ist der Stromzeiger soweit vorzudrehen, dass möglichst der volle Statorstrom (I N bzw. I Max ) eingeprägt werden kann. Das führt dazu, dass die Leistungsabgabe im Feldschwächbereich nicht konstant bleibt, sondern weiter gesteigert werden kann, wie dies in den Abbildungen 6 bis 8 zu sehen ist. Die Werte für die Dauerleistung in Tabelle 3 werden somit erst oberhalb des Eckpunktes (N > N N ) erreicht. Im Feldschwächbereich können Statorstrom und Scheinleistung oberhalb des Eckpunktes solange auf ihrem Nennbzw. Maximalwert gehalten werden, wie betragsmäßig I d ≤ I K ist: Der Betrieb mit Kurzschlussstrom entspricht maximaler Feldschwächung und stellt somit die Stellgrenze für I d dar. Für I d = I K fällt die Scheinleistung dann zunehmend ab. Das ist im Überlastbereich und für I K / I N < 1 auch im Dauerbetrieb der Fall, siehe Bild 6. Dort sind diese Punkte mit einem * und "I d = I K " markiert. Eine Auslegung mit I N = I K ist einerseits deshalb interessant, weil elektrisch ein unbegrenzter Feldschwächbetrieb möglich ist, wobei die Maschine im Fehlerfall dauerhaft kurzgeschlossen werden kann. Andererseits kann die Klemmenleistung soweit gesteigert werden, dass sich bei hohen Drehzahlen cos  = 1 ergibt und das System aus Maschine und Wechselrichter optimal ausgenutzt wird. Dies ist vor allem für einen Traktionsantrieb vorteilhaft. Andererseits ist es wünschenswert, im Überlastbetrieb nicht nur das Drehmoment, sondern auch die Leistung steigern zu können. Das ist im Prinzip nur für die Varianten mit I K / I N > 1 möglich, wo sich sowohl im Dauerals auch im Überlastbetrieb ein deutlich günstigerer cos  ergibt, siehe Bild 8. Für sehr harte Maschinen mit I K / I N >> 1 würde der in Bild 8 beginnende Leistungsabfall schon im Eckpunkt beginnen, so dass ein Feldschwächbetrieb nicht oder nur in sehr geringem Maße möglich ist. Das hier beschriebene Verhalten ist grundsätzlich nicht maschinenkonzeptspezifisch, sondern wird lediglich durch die resultierenden Maschinenparameter bestimmt. Für den hier durchgeführten Vergleich von Axial- und Radialflussmaschine im Speziellen ergibt sich zusammenfassend folgende Tendenz:  Mit beiden Varianten können mit vergleichbarem Magnetmaterialeinsatz in etwa die gleichen Drehmomentwerte und Leistungskurven erzielt werden.  Die Axialflussmaschine eignet sich gut für eine Konfiguration I K / I N ≤ 1 und sehr guter Magnetmaterialausnutzung, wobei ein erhöhter Scheinleistungsbedarf in Kauf genommen werden muss. Eine Auslegung für I K / I N > 1 führt zu einer ungünstig hohen Magnethöhe bzw. Rotordicke (Variante AxMDM 3).  Umgekehrt wäre für die Radialflussvariante eine Auslegung mit I K / I N ≤ 1 nur mit einer ungünstig niedrigen Magnethöhe machbar, mit der Gefahr einer irreversiblen Entmagnetisierung bei höheren Temperaturen. Sie eignet sich daher eher für I K / I N > 1 mit gutem Leistungsfaktor und Leistungserhöhung im Überlastbetrieb, jedoch um den Preis, deutlich mehr Magnetmaterial einsetzen zu müssen. Der Materialbedarf ist für Variante RadMDM 3 ist dreimal so hoch wie für AxMDM 1. 88 7 Vergleich von Axial- und Radialflussmaschine bei modularer Bauweise mit U-Kernblechen 3 Magnetmaterial versus Wechselrichterdimensionierung Wie angesprochen eignet sich die Axialflussmaschine gut für eine Auslegung mit geringer Magnethöhe und deutlich reduziertem Magnetmaterialbedarf, was jedoch zu einem erhöhten Scheinleistungsbedarf und somit zu einer größeren Wechselrichterdimensionierung führt. Im Folgenden wird die mit Variante RadMDM 3 erzielte Maximalleistung von P Max = 63,7 kW an der Welle im Überlastbetrieb bei einem Scheinleistungsbedarf von S Max = 102,1 kVA als Referenz verwendet. Um diese Ausgangsleistung P Max auch mit der bezüglich NdFeB "sparsamsten" Variante AxMDM 1 erreichen zu können, wäre eine Scheinleistung von 159,4kVA erforderlich. Soll dabei die Zwischenkreisspannung U d = 900 V unverändert blieben, muss die Wicklung angepasst und die Windungszahl entsprechend abgesenkt werden (AxMDM 1*) - das senkt den Spannungsbedarf bzw. ermöglicht es, die Leistung zu erhöhen. Dadurch steigt jedoch der Strombedarf um den gleichen Faktor, womit im Wechselrichter entsprechend mehr Chipfläche benötigt wird. Da der Materialeinsatz in der Praxis als wesentlicher Kostenfaktor für die Serienherstellkosten angesetzt wird, soll an dieser Stelle eine Abschätzung bezüglich der Einsparung von Magnetmaterial versus Mehrbedarf an Chipfläche vorgenommen werden. Folgende Randbedingungen bzw. Einschränkungen sind dabei jedoch zu beachten:  Die Leistungsdaten beziehen sich auf die Wicklungsauslegung des aktuellen Prototypen und sind bei unveränderter Magnetmaterialmenge ggf. deutlich steigerbar.  Die Betrachtung bezieht sich auf den Überlastfall. Im Dauerbetrieb könnte die modifizierte Variante AxMDM 1* dann wegen P Dauer  P Max die volle Leistung liefern, während die unveränderte Referenzvariante RadMDM 3 nur 46,9 kW erreicht.  Bezieht man sich auf die Dauerbetriebsdaten - Anhebung von 40,1 kW (AxMDM 1) auf 46,9 kW (RadMDM 3) - fallen Chipflächenbedarf und Mehrkosten natürlich deutlich geringer aus als in Tab. 4. Es wird also der ungünstige Fall betrachtet.  Es werden Materialkosten für geringe Stückzahlen angesetzt, die etwa 500 Einheiten bestehend aus Wechselrichter und Maschine entsprechen. Tabelle 4: Magnetmaterialeinsparung versus Halbleiterkosten Variante Magnete Preis Welle: P Max Wechselrichter: S Max, I SMax Chipfläche IGBT + Diode Preis RadMDM 3 1560 g 148 € 63,7 kW 102,1 kVA, 84A 5,0 + 2,7 cm² 55 € AxMDM 1* 485 g 46 € 159,4 kVA, 131 A 7,8 + 4,2 cm² 86 € Einsparung: 102 € Mehrpreis: 31 € Materialkosten VACODYM 965 TP 95 €/ kg Abschätzung Fa. Vacuumschmelze, 25.000 St. 1200V IGBT4 + Diode 7,95 €/ cm² + 5,65 €/ cm² Angebot Fa. EBV Elektronik, Menge = 1 Wafer 89 7 Vergleich von Axial- und Radialflussmaschine bei modularer Bauweise mit U-Kernblechen Es ist anhand der Abschätzung in Tabelle 4 zu erkennen, dass die Halbleiterkosten für den Wechselrichter bei den hier betrachteten Stückzahlen deutlich weniger stark ins Gewicht fallen als die Kosten für das Magnetmaterial, so dass sich für die Axialflussvariante mit geringer Magnethöhe ein Vorteil ergibt. Für höhere Stückzahlen ist sowohl bei Magneten als auch Halbleitern (für 100.000 Stück) eine Preisreduktion von etwa 10% zu erwarten, so dass sich die grundsätzliche Tendenz nicht ändert. Aktuell wird für Traktionsumrichter der Einsatz von SiC-Halbleiterventilen diskutiert, da sich neben geringeren Schaltverlusten auch erheblich kleinere Durchlassverluste im Teillastbereich ergeben. Mit den hohen Preisen der aktuell am Markt (mit Lieferengpässen) verfügbaren Bauelemente ist ein Vergleich noch nicht sinnvoll. Trotz deutlich kleinerer benötigter Chipfläche liegen die Kosten nach wie vor um den Faktor 10 höher als bei konventionellen Siliziumhalbleitern. Zusammenfassung und Ausblick Ausgangspunkt der Überlegungen war der modulare Aufbau von Elektromaschinen mit Standardblechen. Prüfstandsversuche mit ersten Prototypen sowie Simulationsrechnungen zeigen, dass man mit UI30-Kernblechen sowohl eine Axialflussmaschine mit Scheibenläufer als auch eine gewöhnliche Radialflussmaschine mit Außenläuferglocke realisieren kann. Der Statoreisenkreis entspricht einer Einzelzahnbzw. Bruchlochwicklung, jedoch mit magnetisch getrennten Jochen für die einzelnen Phasen. Insbesondere die Axialflussmaschine ist mit planaren Trägerelementen für Stator und Rotor einfach herstellbar. Bei beiden Varianten können in vergleicharem Bauraum auch vergleichbare Drehmomente und Leistungscharakteristika erzielt werden. Insbesondere ist mit einer geringen Magnethöhe eine sehr gute Ausnutzung des Magnetmaterials zu erzielen (ca. 500 g NdFeB für 250..280 Nm Maximaldrehmoment), wobei die Axialflussmaschine in Bezug auf Ausnutzung (0,57 Nm/ g NdFeB) und Arbeitspunkte (Grenztemperatur für Entmagnetisierung) die günstigeren Eigenschaften zeigt. Nachteilig ist in diesem Fall ein deutlich höherer Scheinleistungsbedarf (bzw. geringerer Leistungsfaktor), der eine größere Wechselrichterdimensionierung erfordert. Allerdings zeigt schon eine einfache Vergleichsrechung, dass die Kostenreduktion durch Einsparung an Magnetmaterial deutlich größer ausfällt als die Mehrkosten für eine größere Chipfläche, was eine Aufwandsverlagerung hin zur Leistungselektronik rechtfertigt. Die Radialflussvariante mit einer in dieser Baugröße üblichen Magnethöhe von 6 mm hat im Dauerbetrieb einen besseren Leistungsfaktor und ermöglicht im Überlastbetrieb neben der Drehmomenterhöhung auch eine Leistungssteigerung. Jedoch wird mit der dreifachen Magnetmenge (1560 g) nur 340 Nm Maximaldrehmoment erreicht, so dass die Magnetmaterialausnutzung mit 0,22 Nm/ g NdFeB erheblich schlechter ist. Aktuell läuft der Redesign der Axialflussmaschine, wobei unterschiedliche Rotorscheibenbzw. Magnetdicken einsetzbar sein werden. Parallel dazu ist der Aufbau eines ersten Prototyps der Radialflussmaschine im Gange. In beiden Fällen ist eine Vielzahl konstruktiver Aspekte zu bearbeiten, insbesondere beim Aufbau des Rotors. Nächste Schritte sind dann Test und Vermessung beider Varianten auf dem Prüfstand sowie die Validierung der hier vorgestellten Simulationsergebnisse. Ziel ist die Weiterentwicklung der Axialflussmaschine zu einem fahrzeugtauglichen Traktionsmotor mit einem geringen Bedarf an Magnetmaterial, wobei die Leistung durch Anpassung der Wicklung noch weiter erhöht werden soll. 90 7 Vergleich von Axial- und Radialflussmaschine bei modularer Bauweise mit U-Kernblechen Literatur [1] Burkle, S.: Direct Wind Energy Generation. Offenlegungsschrift WO2016/ 011454 A1 [2] Kleimaier A.: Entwicklungspotential der Modularen Axialflussmaschine "AxMDM". Forschungsbericht, Hochschule Landshut, Feb. 2019 (Publikationsserver der HAW Landshut) [3] Kleimaier A.: Scalable Axial Flux Motor with Standard Core Laminations. 10. Expertenforum Elektrische Fahrzeugantriebe - Internationale Konferenz für elektrische Fahrzeugantriebe und Elektromobilität, Stuttgart, Sept. 2018 [4] Kleimaier A.: Traktionsmotor in Axialflussbauweise mit U-Kernblechen für den Statoreisenkreis. 10. Tagung Elektrische Antriebstechnologie für Hybrid- und Elektrofahrzeuge (Haus der Technik e.V.), Würzburg, Sept. 2017 [5] Meeker, D.: Finite Element Method Magnetics. Version 4.2, Nov. 2013, www.femm.info [6] Mengelkamp, H.: Konstruktion und Aufbau des Prototyps einer modularen Axialflussmaschine mit Scheibenläufer. Bachelorarbeit, HAW Landshut, März 2018 [7] Selten-Erd-Dauermagnete VACODYM VACOMAX, Datenblatt PD002, VACUUMSCHMELZE GmbH & Co. KG, Hanau 2014 91 8 Auslegung hochtouriger elektrischer Antriebe mit hoher Leistungsdichte Andreas Neubauer, Wolfgang Thaler, Stefan Heinz Abstract The subject of this article is the conception and design of high-speed electrical machines with high power density. Typical applications for these machines are electric turbochargers, compressors (e.g. air supply for fuel cells) and spindle drives for highspeed cutting and grinding (machine tool industry). The extreme electrical, thermal and mechanical requirements and operating conditions can only be achieved by using a holistic and interdisciplinary development process. The challenges, which partially contradict themselves, will be discussed and their implementation will be illustrated using practical examples. Kurzfassung Gegenstand dieses Beitrages ist die Konzeption und Auslegung hochtouriger elektrischer Maschinen mit hoher Leistungsdichte. Typische Anwendungsbereiche dieser Maschinen sind elektrische Turbolader, Turbo-Kompressoren (z.B. Belüftung von Brennstoffzellen) und Spindelantriebe für Hochgeschwindigkeitszerspanen und schleifen (Werkzeugmaschinenbranche). Die extremen elektrischen, thermischen und mechanischen Anforderungen und Betriebsbedingungen lassen sich nur in einem ganzheitlichen und interdisziplinären Entwicklungsprozess erfüllen. Die sich teilweise widersprechenden Herausforderungen werden diskutiert, ihre Umsetzung wird an praktischen Beispielen verdeutlicht. 1 Hochtourige elektrische Maschinen Es ist ein bewährter Ansatz, die Leistungsdichte von Elektromotoren durch eine Anhebung der Betriebsdrehzahl zu steigern. Mit dieser Maßnahme können für viele Anwendungen, oftmals in Verbindung mit einem Getriebe, kompakte und leichte Antriebslösungen verwirklicht werden. Die bekannte Leistungsformel (1) verdeutlicht die Möglichkeit, bei konstantem Drehmoment die Leistung über eine Anhebung der Drehzahl zu steigern. 𝑃 = 2𝜋 ∙ 𝑛 ∙ 𝑀 (1) Einer beliebigen Drehzahlsteigerung sind jedoch technische Grenzen gesetzt. Überschreitet die Fliehkraftbelastung die Belastungsgrenze der im Rotor verwendeten Materialien, sind weitere aufwändige Maßnahmen wie eine Rotorarmierung notwendig, um die geforderte Betriebsdrehzahl dennoch realisieren zu können. Sind die Grenzen typischer Standardauslegungen überschritten, werden aufwändige Konzepte für die Rotorlagerung notwendig. Auch das dynamische Verhalten der Rotorwelle, wie das unerwünschte Aufschwingen, wird zunehmend problematisch. Die Luftrei- 92 8 Auslegung hochtouriger elektrischer Antriebe mit hoher Leistungsdichte bungsverluste im Luftspalt dürfen nicht mehr vernachlässigt werden. Aus dem Blickwinkel der Elektromagnetik betrachtet, führen Frequenzen größer als 1000 Hz zu einem massiven Anstieg der Eisenverluste sowie zum Auftreten zusätzlicher Phänomene wie Stromverdrängung in der Wicklung. All diese Effekte verursachen eine starke Erhöhung der Verluste. Diese sind insbesondere im Rotor, aufgrund der hohen thermischen Widerstände, nur in einem begrenzten Umfang abführbar. Die Gesamtheit dieser zusätzlichen, schwierig zu beherrschenden Effekten führt dazu, dass regelmäßig im Bereich der Standardanwendungen (z.B. bei Haushaltsgeräten oder Power Tools) bewährte Drehzahlobergrenzen eingehalten werden. Für besondere Anwendungen ist es jedoch erforderlich, diese Grenzen zu überschreiten. Möglich wird dies durch gezielte Optimierungsmaßnahmen, die weitere Anwendungen jenseits der klassischen Frequenzbegrenzungen erlauben. 2 Anforderungen Die Auslegung eines extrem hoch drehenden Elektromotors erfordert es, von Anfang an die breite Palette an Erfahrungen, Kenntnissen und den Wissensstand aus verschiedenen Ingenieurdisziplinen einzubeziehen und zu berücksichtigen (Bild 1) Bild 1: Interdisziplinäre Einflüsse bei der Entwicklung hochtouriger elektrischer Maschinen Bild 1 fasst diese Anforderungen zusammen, die sich ausgehend von dem klassischen Maschinenbau, an die Elektrik, die Thermik über die Elektromagnetik bis hin zu Themen aus der Fertigung richten. Da eine tiefer gehende Diskussion jeder ein- 93 8 Auslegung hochtouriger elektrischer Antriebe mit hoher Leistungsdichte zelnen Anforderung den Rahmen dieser Arbeit sprengt, werden deren Auswirkungen exemplarisch mit zwei konkreten Beispielen verdeutlicht. 2.1 Optimierung der Rotorgeometrie Der Durchmesser und die Länge des Rotors, das Volumen und die Geometrie der Magnete sowie die magnetisch wirksame Luftspaltlänge sind dominante Parameter bei der mechanischen und elektromagnetischen Auslegung. Um das im Arbeitspunkt geforderte Drehmoment bei einem begrenzten Maximalstrom 𝐼 zu erreichen, ist bei gegebener Remanenzflussdichte 𝐵 des Permanentmagneten und Luftspaltlänge 𝛿 eine exakt bestimmbare Rotormantelfläche notwendig. Die Kraft des Magnetfeldes auf eine Fläche (Maxwellkraft, Herleitung siehe [1]) berechnet sich mit 𝐹⃗ = ∬ | 𝐵⃗ 𝐵⃗𝑛⃗ − 𝐵 𝑛⃗| 𝑑𝐴 (2) Der erste Teil des Integrals beschreibt die tangentiale Kraftkomponente und ist für die Drehmomentberechnung relevant. Im zweidimensionalen Fall und im Polarkoordinatensystem kann die Berechnung der Tangentialkraft vereinfacht werden zu 𝐹 = 𝐵 𝐵 𝑑𝑙 = 𝑙 𝐻 𝐵 𝑑𝑙 (3) Die tangentiale Komponente der magnetischen Feldstärke 𝐻 wird modellhaft als linear über dem Umfang der Maschinen verteiltem Strombelag A ersetzt. Unter der Annahme eines im Luftspalt homogen verteilten elektromagnetischen Feldes, kann das Integral in die bekannte Lorentzformel aufgelöst werden. 𝐹 = 𝑙 𝐴𝐵 𝑑𝑙 = 𝜋𝑑 = 𝑙 𝑁𝑖𝐵 (4) Daraus folgen die Abhängigkeiten für das Drehmoment: 𝑀~𝑑 𝑙 𝐴 𝐵 _ (5) Der Strombelag 𝐴 = ist begrenzt durch den maximal zur Verfügung stehenden Phasenstrom und die maximal abführbaren Kupferverlusten. Die radiale Luftspaltflussdichte 𝐵 _ ist abhängig von der Remanenzflussdichte des Magneten und der Auslegung des magnetischen Kreises. Ist der Betrag beider Parameter durch eine gezielte Optimierung ausgeschöpft, kann das Drehmoment nur noch über eine Vergrößerung der Rotormantelfläche erhöht werden. Dabei ist es vorteilhaft, den Rotordurchmesser zu maximieren, weil dessen Vergrößerung das Drehmoment quadratisch erhöht. Alternativ kann bei begrenztem Rotoraußendurchmesser das notwendige Drehmoment über eine Längenskalierung erreicht werden. Es ist gängige Praxis, möglichst starke Magnete auszuwählen, den Luftspalt und damit den dominanten magnetischen Widerstand zu minimieren und den Rotordurchmesser auf den maximal zulässigen Bauraum zu fixieren. Über die stufenlos skalierbare Motorlänge erfolgt abschließend eine Feinanpassung, um den geforderten Arbeitspunkt exakt zu treffen. 94 8 Auslegung hochtouriger elektrischer Antriebe mit hoher Leistungsdichte Aus dem Blickwinkel der Mechanik sind dieser Vorgehensweise jedoch Grenzen gesetzt. Der maximale Rotordurchmesser wird bei hochdrehenden Maschinen in der Regel nicht durch den verfügbaren Bauraum begrenzt, sondern durch die maximal zulässige tangentiale Zugspannung. Um diese zu bewerten, wird der bei einem umlaufenden Hohlzylinder auftretende mehrachsige Spannungszustand mittels einer Festigkeitshypothese in eine Vergleichsspannung umgerechnet [2]. Für duktile Werkstoffe kann die Von-Mises-Hypothese verwendet werden. Bei maximaler Drehzahl darf demnach die Streckgrenze (bzw. 0,2%-Dehngrenze R p0,2 ) inklusive Sicherheitsfaktor nicht überschritten werden. Bei Berücksichtigung von möglicher Materialermüdung muss diese Grenze zusätzlich stark abgesenkt werden. Die mechanische Spannung durch die Fliehkraftbelastung auf einen rotierenden Zylinder folgt dem Zusammenhang 𝜎 ~𝜌𝜔 𝑑 (6) wobei 𝜔 die Winkelgeschwindigkeit, 𝜌 die Rotormassendichte und d den Rotordurchmesser bezeichnet. Nach Gleichung 6 wird folglich der zulässige Rotoraußendurchmesser in quadratischer Abhängigkeit von der Umfangsgeschwindigkeit des Rotors und dessen zulässiger Zugspannung auf einen maximalen Wert begrenzt. Um dennoch das Drehmoment zu erreichen, kann folglich nur noch die Rotorlänge gesteigert werden. Die maximale Rotorlänge wird jedoch wegen der Gefahr des Aufschwingens der Welle (Wellendynamik) limitiert. Zur Berechnung bietet die klassische Mechanik analytische Ansätze, wie zum Beispiel den des biegeelastischen Laval-Läufers [3]. Die biegekritische Eigenfrequenz ist demnach abhängig vom Rotordurchmesser und Länge mit 𝑓 ~ (7) Nach Gleichung 7 reduziert sich die Frequenz der kritischen ersten Eigenbiegung in invers quadratischer Abhängigkeit mit wachsender Länge des Rotors. Typischerweise werden hochtourige Elektromotoren unterkritisch ausgelegt, dies bedeutet, die erste Eigenschwingung muss oberhalb der maximalen Betriebsdrehzahl liegen. Eine weitere Restriktion besteht aus Sicht der maximal abführbaren Verlustleistung im Rotor. Bei hochtourigen Maschinen sind die Gasreibungsverluste im Luftspalt durch das umgebende Medium nicht zu unterschätzen und meistens erheblich. Die Hauptabhängigkeiten für die Gasreibungsverluste berechnen sich nach [4] mit 𝑃 ~𝐶 𝑛 𝑑 𝑙 (8) 𝐶 bezeichnet den vom Gas abhängigen Widerstandskoeffizienten. Typische Werte finden sich in [5]. Nach Gleichung (8) sind dem Rotordurchmesser aus Sicht der maximal abführbaren Verluste ebenfalls Grenzen gesetzt. Zusätzlich wird der Rotor durch die Lagerreibung belastet. Diese können modellhaft in einen lastunabhängigen Anteil 𝑀 und lastabhängigen Teil 𝑀 aufgeteilt werden. In [6] werden diese berechnet nach 95 8 Auslegung hochtouriger elektrischer Antriebe mit hoher Leistungsdichte 𝑀 ~𝑛𝑑 und 𝑀 ~𝑛𝐹𝑑 (9) mit dem mittleren Lagerdurchmesser 𝑑 und der für das Reibmoment maßgebenden Belastung 𝐹. Um möglichst geringe Verluste durch Lagerreibung zu erzielen, ist es daher grundsätzlich zielführend, den Wellendurchmesser zu minimieren. Bild 2 fasst die verschiedenen, sich teilweise widersprechenden Anforderungen zusammen. Bild 2: Widersprüchliche Anforderungen am Beispiel der Rotorabmessungen Zusammenfassend lässt sich festhalten, dass der elektromagnetischen Auslegung des optimalen Drehmoments und der daraus resultierenden Rotorabmessungen aus mechanischer und thermischer Seite verschiedene Grenzen gesetzt sind. Der maximale Durchmesser ist limitiert durch die maximal zulässige Umfangsgeschwindigkeit, Luftreibungs- und Lagerreibungsverluste. Die maximale Länge ist hauptsächlich von der Wellendynamik begrenzt. Bei Einsatz von Kugellagern entstehen zusätzliche Restriktionen aufgrund der maximal möglichen Umfangsgeschwindigkeit im Lager. Dem Motorenentwickler bleibt folglich nichts anderes übrig, als Kompromisse einzugehen, an vielen Stellschrauben zu drehen und die Ansprüche und Erfordernisse aus den verschiedenen Ingenieursdisziplinen zu erfüllen. 2.2 Optimierung der Luftspaltlänge Die Rotorerwärmung ist bei hochtourigen elektrischen Maschinen ein kritisches Problem. Sie entsteht durch Lager-, Luftreibungs- und Wirbelstromverluste. Bei vielen Anwendungen, wie zum Beispiel bei Turboladern, ist mit einem zusätzlichen externen Wärmeeintrag über die Welle zu rechnen. Bei hohen Wellentemperaturen erreichen herkömmliche Armierungen aus CFK und GFK die Grenzen der zulässigen Temperaturbelastung. Für diese Anwendungen können Armierungen aus Stahl (z.B. Inconel oder Titan) vorgesehen werden. Diese Materialien sind jedoch hoch elektrisch leitfähig. Dadurch können hohe Wirbelstromverluste in der Armierung ent- 96 8 Auslegung hochtouriger elektrischer Antriebe mit hoher Leistungsdichte stehen. Eine Segmentierung als Gegenmaßnahme, wie sie üblicherweise bei Permanentmagneten angewandt wird, ist hier aus Festigkeitsgründen nicht möglich. Es müssen alternative Optimierungsmaßnahmen erfolgen. Hohe Rotortemperaturen sind aus zweierlei Gesichtspunkten problematisch. Mit steigender Temperatur sinkt die Flussdichte des Magneten. Um ein weiter konstantes Drehmoment zu generieren, muss als Ausgleich der Strom vergrößert werden. Diese Stromerhöhung führt jedoch zu einem weiteren Anstieg der Verluste, die thermische Situation wird weiter verschärft. Noch kritischer ist der Einfluss steigender Temperatur auf die Koerzitivfeldstärke des Magneten. Die Gefahr der Entmagnetisierung steigt. Insbesondere bei hohen elektrischen Frequenzen und dynamischem Betrieb muss mit Überschwingungen im Phasenstrom gerechnet werden, welche zu partieller Entmagnetisierung führen können. Um die Wirbelstromverluste zu minimieren, gibt es verschiedene Ansätze. Grundsätzlich sind die Wirbelstromverluste 𝑃 quadratisch abhängig von der zeitlichen Änderung des Magnetfelds und dessen Stärke. Unter vereinfachten Annahmen gilt für die Berechnung 𝑃 ~ (10) mit der Flussdichte 𝐵, Dicke des Magneten 𝑑, elektrischer Frequenz 𝑓, spezifischer elektrischer Widerstand 𝜌 und Dichte 𝐷. Um die elektrische Frequenz der Grundwelle zu minimieren, werden typischerweise 2-polige Rotortopologien eingesetzt. Bei einer Synchronmaschine verursacht jedoch nicht die Grundwelle des Statorfeldes die Wirbelstromverluste im Rotor. Ursächlich sind alle Felder, die nicht mit synchroner Rotorfrequenz umlaufen. Diese Oberwellen rühren hauptsächlich aus - Einbrüchen in der Luftspaltinduktion in Folge der Statornutung - Stromrippel aufgrund der Umrichterkommutierung und niedriger Maschineninduktivität - Sättigungserscheinungen im Magnetkreis Bild 3 zeigt eine FEM-Berechnung der Wirbelstromverluste in einer elektrisch leitfähigen Rotorarmierung. Hier ist gut zu erkennen, wie die Wirbelstromverluste hauptsächlich am Rand der Armierung entstehen. Dies hängt mit der begrenzten Eindringtiefe elektromagnetischer Felder bei hohen Frequenzen zusammen. 97 8 Auslegung hochtouriger elektrischer Antriebe mit hoher Leistungsdichte Bild 3: Verteilung der Wirbelstromverluste in einer hochtemperaturfesten Armierung aus Edelstahl bei Umrichterbestromung Sind die oben genannten Stellhebel ausgenutzt, kann eine weitere Reduktion der Verluste nur über eine Senkung der Luftspaltflussdichte erfolgen. Die Höhe der Luftspaltdichte kann relativ einfach über eine Veränderung der magnetischen Luftspaltlänge beeinflusst werden. Eine Verringerung der Luftspaltflussdichte führt jedoch auch zu einer Reduktion des Drehmoments. Bild 4 zeigt die normierte Höhe der Wirbelstromverluste in einer elektrisch leitfähigen Rotorarmierung in Abhängigkeit von der Luftspaltlänge. Bild 4: FEM-Berechnung: Einfluss Luftspaltlänge auf die Wirbelstromverluste im Rotor 98 8 Auslegung hochtouriger elektrischer Antriebe mit hoher Leistungsdichte Die quadratische Abhängigkeit der Verluste von der Luftspaltlänge ist gut zu erkennen. Somit ist die Vergrößerung der Luftspaltlänge ein großer Hebel zur Senkung der Rotorverluste. In Bild 5 wird zusätzlich der Einfluss des Phasenstromes grafisch dargestellt. Auch hier ist die quadratische Abhängigkeit ersichtlich. Bild 5: FEM-Berechnung: Einfluss Phasenstrom auf die Wirbelstromverluste im Rotor Dies bedeutet jedoch, dass Einbußen im Drehmoment durch eine Vergrößerung der Luftspaltlänge nicht über eine Erhöhung des Phasenstromes ausgeglichen werden kann, weil dies wiederum zu einer massiven Steigerung der Verluste führen würde. Dem Ingenieur bleibt somit nichts anderes übrig, als die Leistungsdichte der Maschine zu senken und als Ausgleich für die Drehmomentreduktion die Maschinenlänge zu erhöhen. Dies ist der Grund, warum hochtourige Maschinen typischerweise eine geringere Drehmomentdichte aufweisen als vergleichbare niedertourige Maschinen. Wie in Kapitel 2.1 erläutert, sind einer Vergrößerung der Maschinenlänge aus Sicht der Wellendynamik Grenzen gesetzt. In der Praxis führen die erwähnten Abhängigkeiten dazu, dass in Abhängigkeit von der Drehzahl nur eine bestimmte Leistungsklasse realisierbar ist. 99 8 Auslegung hochtouriger elektrischer Antriebe mit hoher Leistungsdichte 3 Beispielauslegung elektrischer Turbolader Im Folgenden wird eine konkrete Maschinenauslegung am Beispiel eines elektrischen Turboladers vorgestellt. Die Hauptanforderungen sind in Tabelle 1 zusammengefasst. Tabelle 1: Anforderungen elektrischer Turbolader Drehmoment 2 Nm Leistung 30 kW Drehzahl 140.000 1/ min DC-Spannung 400 V Maximaler Strom 100 A Außendurchmesser Stator 110 mm Maximale Länge 55 mm Kühlungsmedium Wasser/ Glycol Temperatur Kühlmedium 60 °C Kühlmitteldurchfluss 10 l/ min Maximale Rotortemperatur 230 °C Gelöst wird diese Aufgabe durch eine 2-polige Maschinentopologie in Verbindung mit hochgradigen und temperaturstabilen SmCo-Magneten. Eine Rotoramierung aus Inconel erlaubt höhere Rotortemperaturen als übliche GFKbzw. CFK-Armierungen. Die Umfangsgeschwindigkeit des Rotors bei Nenndrehzahl beträgt 250 m/ s. Die optimierte Dimensionierung des magnetischen Kreises senkt die umrichtbedingten Zusatzverluste. Durch eine spezielle Drahtmischung und Wicklungsgestaltung werden die zusätzlichen Wicklungsverluste durch Stromverdrängungseffekte (Proximity- und Skineffekt) minimiert. Die mechanische Luftspaltlänge wurde auf 1 mm festgelegt, um einen Kompromiss zwischen ausreichend hoher Luftspaltflussdichte bei gleichzeitig vertretbaren Gasreibungsverlusten zu erreichen. Tabelle 2: Leistungsdaten Klemmenspannung 280 V Phasenstrom 100 A Max. el. Frequenz 2.333 Hz Drehzahl 140.000 1/ min Leistung 30 kW Drehmoment 2,05 Nm Eisenverluste 130 W Kupferverluste bei 150°C 400 W Schubkraftdichte 21,4 kN/ m^2 In Bild 6 ist die drehzahlabhängige Klemmenspannung und die Wellenleistung dargestellt. Um ein maximales Spitzenmoment zu erreichen, wird der Motor ohne Feldschwächung betrieben. 100 8 Auslegung hochtouriger elektrischer Antriebe mit hoher Leistungsdichte Bild 6: Spannungs- und Leistungskennlinie für Dauer- und Kurzzeitbetrieb Die folgenden Bilder wurden während der Fertigung aufgenommen. Bild 7 zeigt den bewickelten Stator und die Kühlhülse. Die optimierte Kühlwendelgeometrie ermöglicht eine gute Entwärmung der Statorverluste in das Kühlmedium. Im nächsten Fertigungsschritt wird die Kühlhülse auf den Stator montiert und der Stator unter Vakuumbedingungen mit einer elektrisch hoch isolierenden Vergussmasse vergossen. Bild 7: Statorkomponente mit Kühlhülse In Bild 8 ist exemplarisch der Aufbau einer Welle für einen elektrischen Turbolader dargestellt. Abgebildet ist aus Geheimhaltungsgründen ein Messeexponat und nicht die reale Welle. 101 8 Auslegung hochtouriger elektrischer Antriebe mit hoher Leistungsdichte Bild 8: Rotor elektrischer Turbolader (Messeexponat) Bild 9 stellt eine Armierung aus Inconel und CFK gegenüber. Die finalen Abmessungen werden erst nach der Endbearbeitung erreicht. Bild 9: Rotorarmierungen vor Montage und Endbearbeitung. links Inconel, rechts CFK 102 8 Auslegung hochtouriger elektrischer Antriebe mit hoher Leistungsdichte 4 Zusammenfassung Dieser Beitrag vermittelt einen ersten Eindruck über die unterschiedlichen Herausforderungen, die bei der Entwicklung hochtouriger elektrischer Maschinen erfüllt werden müssen. Teils gegensätzliche Anforderungen müssen für die Optimierung des Gesamtsystems „hochtourige elektrische Maschine“ in Einklang gebracht werden. Die Vorgehensweise wurde exemplarisch an den Beispielen Rotorabmessungen und Luftspaltlänge verdeutlicht. Abschließend wurde eine konkrete Auslegung für einen elektrischen Turbolader vorgestellt. Literatur [1] A. Neubauer, Bürstenlose Gleichstrommaschine: Ein Beitrag zur Analyse, Berechnung und Optimierung, Berichte aus dem Institut für Elektrische Energiewandlung, Shaker; 1. Auflage 2018 [2] H. Dubbel, K.-H. Grote, and J. Feldhusen, Taschenbuch für den Maschinenbau, Springer, 22. Auflage 2007 [3] H. Wittel et al., Roloff/ Matek Maschinenelemente: Normung, Berechnung, Gestaltung, Springer Vieweg; 24. Auflage 2019 [4] Peter von Burg, Schnelldrehendes Schwungrad aus faserverstärktem Kunststoff, Dissertation, ETH Zürich, 1996 [5] M. Mack, Luftreibungsverluste bei elektrischen Maschinen kleiner Baugröße, Dissertation, Universität Stuttgart, 1967 [6] K. Baalmann, Verfahren zur Bestimmung der stationären Betriebstemperatur von Wälzlagerungen, Dissertation, Universität Hannover, 1995 103 9 Ein Mild Hybrid für den Rennsport auf 48V Basis Martin Berger, Hugh R. Blaxill, Robert E. Vischer, Rupert Tull de Salis Abstract Electrification is being implemented in a variety of top-end motorsports applications following the high technology lead from Formula 1 and Formula E along with the increasing implementation in road cars. The concept has been shown to add additional entertainment, development and competitive opportunities. For technically simpler and more affordable racing series it is never been an alternative due to cost, complexity and manageability. However with the increasing pressure from sponsors and manufacturers technical solutions are being developed. These concepts must focus on affordability, improved lap performance and safety. This paper gives an outline for a simple, affordable and manageable electric motor assist systems for potential application to customer motorsports series. Despite the simplicity the results show a tangible improvement in performance. Kurzfassung Die Elektrifizierung macht auch nicht vor dem Rundstrecken-Rennsport Halt und bringt mittlerweile in den Top-Rennserien für den Zuschauer wahrnehmbare Spannungselemente. Für unterklassige und technisch einfachere Rennserien, insbesondere Kundensport-Rennserien sind bezahlbare und beherrschbare Konzepte rar. Dieser Artikel versucht eine Konzeption eines einfachen und leicht handhabbaren Antriebs für eine Top-Kundensport-Rennserie. Es werden rechnerisch trotzdem durchaus beachtliche Resultate erzielt. 1 Einleitung Hybridkonzepte sind in der Fahrzeugtechnik hinlänglich bekannt und in vielen Varianten und Ausprägungen bereits für Endkunden erhältlich. Dabei geht es im Wesentlichen um Effizienz in der Energieumsetzung, was sich in verbessertem Verbrauch und niedrigeren Emissionen niederschlägt. Auf der Kundennutzen-Seite steht im Bestfall auch eine spürbar verbesserte Performance. Sicherheit in der Handhabung ist selbstredend, aber für den privaten Endanwender im Normalfall nicht wahrnehmbar. Anders verhält es sich im Rennsport. Neben einigen reinen 104 9 Ein Mild Hybrid für den Rennsport auf 48V Basis Elektrofahrzeug-Rennveranstaltungen, die mehrere Jahrzehnte zurück liegen und Randerscheinungen waren, ist in der heutigen Zeit die Elektrifizierung im Rennsport auch nicht mehr wegzudenken. Gerade eine Anwendung, die eigentlich nur aus brutalster Beschleunigung und noch härterem Bremsen besteht, ist der Hybridantrieb prädestiniert zum Spritsparen und damit Effizienz zu zeigen. In der öffentlichen Wahrnehmung ist es aber vor allem die Formel E, eine rein elektrische Rennserie. Seit mittlerweile einigen Jahren fährt aber auch die Königsklasse des Motorsports, die Formel 1 oder auch die Langstrecken-Rennserie World Endurance Championship (WEC) hybridisch. Alle drei Serien benutzen Hochvolt-Konzepte. Für nationale und unterklassige Rennserien, bei denen die Rennställe mit wesentlich geringeren Mitteln auskommen müssen, ist dies schlicht nicht machbar. Auch die nationalen oder insgesamt weniger bekannten Rennserien greifen beim Antrieb im Normalfall auf Antriebe von renommierten Herstellern zurück. Deren ureigenes Interesse ist es, über die Rennserien ihre Produkte zu vermarkten und diese den Menschen an Strecke und TV-Bildschirm nahe zu bringen. Eine „grüne Note“ hilft dabei ungemein und so ist es wenig verwunderlich, dass mittlerweile auch die Rennserien nach Hybridisierungskonzepten Ausschau halten. Diese müssen neben den Kosten aber auch für weniger versierte Motorsport-Mechaniker handhabbar sein; eine Forderung ist die Sicherheit des Rennstall-Personals zu jedem Zeitpunkt. Die drei weiter oben genannten Rennserien treiben einen immensen Aufwand, um dieser Forderung gerecht zu werden. Zeigt ein Fahrzeug in der Selbstdiagnose ein HV- Problem, wird es sofort räumlich abgeriegelt und es kommen Spezialisten mit Spezial-Equipment zum Einsatz. Dies ist den weniger budgetstarken Rennserien auch schwer zuzumuten. 2 Vergleich der bekanntesten Rennserien Es liegt auf der Hand, dass mehr Performance bzw. mehr Systemleistung zu besserer Beschleunigung, zu mehr Topspeed und damit zu besseren Rundenzeiten führt. Relevant höhere elektrische Leistung führt damit immer zur Hochspannung. Betrachtet man etwa die Formel 1, die im Wesentlichen seit 2014 das gleiche Antriebs-Reglement fährt, so ist dies sicher eines der aufwändigsten. Neben einem Sechszylinder-V-Motor mit recht streng limitierten 1.6 Litern Hubraum (drehzahlbegrenzt auf 15.000 1/ min und einen Momentan-Treibstoff-Durchfluss von 100kg/ h) ist dies eine „Motor/ Generator Unit - Kinetic“ (MGU-K) und eine „Motor/ Generator-Unit - Heat“ (MGU-H). Erstere ist durch einen Rädertrieb direkt mit der Kurbelwelle verbunden auf 50.000 1/ min begrenzt, letztere sitzt zwischen Turbine und Verdichter des Abgasturboladers (e-Turbo) und ist auf 125.000 1/ min begrenzt. Mit den Jahren variierten auch Leistungs- und Gewichtsgrenzen, um die Entwicklung - in der Formel 1 sowieso schon teuer genug - nicht auf die Spitze zu treiben. 105 9 Ein Mild Hybrid für den Rennsport auf 48V Basis Bild 1: Eine Formel 1 Antrieb nach aktuellem Reglement (Quelle: Mercedes AMG HPP / Daimler) Bild 2: Eine MGU-H aus der Formel 1 (Quelle: Magneti Marelli) Als Dokumentation dieses unbedingten Willens zur „Begrenzung“ der Technologieexzesse sei angemerkt, dass sogar die minimale Blechdicke der MGU-K mit 0,05mm im Reglement festgeschrieben ist Der Energieumsatz betrug in den ersten Jahren der Turbo-Hybridära 4MJ pro Runde, ist mittlerweile aber nicht mehr begrenzt. Beide MGUs zusammen mit dem Verbrennungsmotor ermöglichen mittlerweile eine Systemleistung jenseits der 1000PS, über genaue Werte schweigen sich die Teams geflissentlich aus. Etwas anders ist die Situation in der World Endurance Championship WEC. Dort ist das Verbrenner-Reglement weniger eng, es erlaubt einen maximalen Hubraum von 5.5 Litern, die maximale Durchflussmenge an Treibstoff ist 80.2 kg/ h, die im 106 9 Ein Mild Hybrid für den Rennsport auf 48V Basis Fahrzeug befindliche Spritmenge mit 35.2 Litern und die aus dem Verbrenner abgegebene Energie pro Runde mit 124.9 MJ begrenzt. Diese etwas seltsam anmutenden Werte kommen aus der Historie des Rennens in Le Mans, zweifelsohne eines der traditionsreichsten im Rennsport. Um verschiedensten Antriebskonzepten eine Chance zu geben (allen voran den Kampf Otto vs. Diesel) wurde eine „Balance of Performance“ eingeführt, die einen Ausgleich zwischen den Wettbewerbern durch Einführung von Restriktionen zum Ziel hatte. Bild 3: Der Toyota WEC Antrieb aus dem Jahre 2014 (Quelle: Toyota) Bild 4: Der Porsche WEC Antrieb aus dem Jahre 2017 (Quelle: Motorsport.com / Porsche AG) 107 9 Ein Mild Hybrid für den Rennsport auf 48V Basis Da wie zu erwarten um jedes Zehntel gekämpft wurde, ergaben sich solche seltsam anmutenden Werte. Unterstützt wird der Verbrenner von einem E-Motor, der maximal 300kW haben darf, seine Position im Antrieb ist nicht näher festgelegt. Die Teams entschieden sich anfangs für eine P2-Architektur, später dann doch recht schnell für einen elektrischen Vorderradantrieb und ersetzten damit den mechanischen Allrad. Anfangs kamen noch Schwungradspeicher (! ) zum Einsatz, später dann doch High- Power-Batterien. Unterstützt werden darf das Ganze durch eine elektrische Turbine im Abgasstrang. Die Batterie ist mit 8MJ begrenzt. Auf einer Strecke wie Le Mans ist das im Vergleich zur F1 eher wenig, auf kürzeren Strecken eher üppig. Bei den Verbrennern kamen 8-, 6- und 4-Zylinder zum Einsatz, je nach Gesamtkonzept. Einer Fahrzeugmasse von 875kg steht eine Systemleistung von etwa heute etwa 1200PS gegenüber. Das Königsklassen-Attribut der F1 hätte ernsthaft gewackelt, wenn nicht zwei von drei Herstellern in der obersten Spezifikation LMP1 ausgestiegen wären. Der letzte verbliebene ist seit 2018 nur von sich selbst zu bezwingen. Ein künstlicher Gegenentwurf zum klassischen Rennsport ist die privat initiierte und anfangs schwer belächelte Formel E. Das Reglement hat sich über die ersten Saisons immer wieder verändert, und so auch die zuweilen eher als Hobbylösungen anmutenden Antriebskonfigurationen (Scheibenmotoren, 2-, 3- und Vierganggetriebe, Einzelrad- und Achsantriebe in teils wilden Kombinationen). Oberstes Ziel war es natürlich, die Attraktivität für die Zuschauer zu steigern und sich irgendwie an ein Technikoptimum heranzutasten. So konnten erstmals zur abgelaufenen Saison 25kW Extraleistung durch Durchfahren einer „Activation Zone“ aufgenommen werden. Mit der Weiterentwicklung der Batterietechnik konnte auch der zuweilen kurios anmutende Fahrzeugwechsel wieder ad acta gelegt werden - möglich geworden durch den höheren Energieinhalt der Batterie (54 an Stelle von 28kWh). Die Systemleistung beim Shakedown ist begrenzt auf 110kW, die Renn-Leistung auf 250kW. Die Teams der ersten Stunde dürfen ohne Zweifel als Pioniere, aber auch Hasardeure bezeichnet werden, gingen sie doch vor allem mit Enthusiasmus, aber kaum finanziellen und technischen Ressourcen zu Werke. All dies wird sich massiv ändern durch den Einstieg von Werksteams von großen Fahrzeugherstellern (Porsche, Audi, BMW, JLR, Mercedes, Techeetah (DS/ PSA)). Aus einer leistbaren Serie mit kleinsten Budgets ausgestatteten Privatteams wird ein Prestige- Tummelplatz der Konzerne, deren Marketingbudgets ein Zigfaches der bisher aufgewendeten Gelder darstellen. Dadurch wird es zwangsläufig in einer Technologieschlacht enden. Um diesem zumindest zu begegnen hat man zum Beispiel die Batterie als Einheitsbauteil definiert und zur Lieferung an die Teams ausgeschrieben. Wie lange sich solche Barrieren angesichts des Erfolgsdrucks auf die Werksteams aufrechterhalten lassen, ist leicht vorher zu sehen. Die Formel E tendiert in die Richtung der Formel 1 der vergangenen Jahrzehnte: teuer und nur für Konzerne wirklich leistbar. All diesen eher europäisch geprägten Serien steht die amerikanische Rennsport- DNA gegenüber. Wenig Technologie, dafür mehr Spektakel und Action für die Zuschauer. NASCAR oder IndyCar fahren mit eher ältlich anmutenden Antrieben, dafür mit Fahrern, die in amerikanischen Fankreisen mindestens ebenso vergöttert werden wie anderswo Formel 1 - Stars. Nicht zufällig ist das Indy 500 Rundstreckenrennen auf dem legendären Kurs in Indianapolis die größte eintägige Sportveranstaltung der Welt. Aber auf Dauer kann sich selbst die amerikanische Industrie und damit auch der Rennsport nicht der „grünen Welle“ dauerhaft entziehen. Die Antriebshersteller sind auch dort globale Player, die ihre Produkte für den 108 9 Ein Mild Hybrid für den Rennsport auf 48V Basis Endkonsumenten auch über den Rennsport platziert und vermarktet wissen wollen. So sind unlängst erste Informationen durchgesickert, dass auch amerikanische Rennserien auf Druck der Antriebshersteller an Elektrifizierung denken. Ein weiterer wichtiger - weil populärer - Pfeiler des Rennsports ist der Tourenwagensport. Dort werden Fahrzeugflotten - zumindest optisch auf Modellen eines oder mehrerer Hersteller basierend - eingesetzt. Hauptzweck ist die Bindung der Fangemeinde an die Marke und gutes Racing zu für Teams erschwinglichen Preisen. Tourenwagenklassen aller Art finden sich rund um den Globus in allen Ausprägungen. Sie alle sind bis heute noch nicht elektrifiziert, werden sich aber dem Trend aus den genannten Gründen ebenfalls nicht verschließen können. Der Tourenwagensport ist bei Weitem der kostensensitivste und kann daher nur hybridisch unterwegs sein, wenn das Preis-/ Leistungsverhältnis noch besser ist als in allen anderen genannten Klassen. 3 Ein abgespeckter Rennantrieb Was sind nun also die Elemente, die einen Rennantrieb „salonfähig“ machen? Aus Sicht des Zuschauers - und der ist nun mal das ultimative Ziel aller Bemühungen - kann man das wohl mit „Action“ am besten beschreiben, technisch gesprochen wahrscheinlich mit „Performance“ am besten zusammen gefasst. Performance wird vom Zuschauer wahrgenommen in messbaren und emotionalen Faktoren. Messbare sind vor allem Rundenzeiten und z.B. die Anzahl der Überholmanöver oder die Anzahl der Positionswechsel durch Überholen und Boxenstopps. Zu emotionalen Fakten gehören Rad-an-Rad-Duelle, Berührungen, auch Crashes. Diese sind nicht wirklich messbar oder gar in einem Reglement verankerbar. Das Reglement kann nur das seine dazu beitragen, dass möglichst eine ausgeglichene Wettbewerbssituation herrscht, das ist die Garantie für Rennaction und ist das Erfolgsgeheimnis des nordamerikanischen Rennsports, aber auch der Tourenwagenserien. Verlagern wir also das Hauptaugenmerk auf die messbaren Performancedaten. Eine verbesserte Rundenzeit wird aus reiner Antriebssicht im Wesentlichen (gleiche Fahrkünste vorausgesetzt) mit mehr Leistung bzw. mehr Vortrieb bei gleichzeitiger aerodynamischer Effizienz erzielt. Viel hilft also auch hier viel - zumindest in erster Näherung. Ein hybridisierter Antrieb etwa sollte irgendwo zwischen 10 und 50% der Antriebsleistung aus dem elektrischen Teil rekrutieren. Die 10% sind ebendort, wo weniger keinen Sinn macht (dazu unten mehr), die 50% in etwa sind die „Überlebensgrenze“ für den Verbrenner. Geht man also von den Antriebsleistungen aus Abschnitt 2 aus, sind wohl elektrische Leistungen von etwa 30 bis 350kW sinnvoll - ein sehr weiter Bogen. Die Wirkung von hybriden Konzepten (also die Energieeffizienz und damit Verbrauch und/ oder Rundenzeit) hängt natürlich von der Streckencharakteristik ab. Man denke sich beispielhaft die zwei Extreme einer Oval- Rundstrecke (z.B. Indianapolis oder Lausitzring) und einem Stadtkurs mit viel Stopand-Go, z.B. Monaco oder Watkins Glen. Auf den ersteren verpufft ein noch so leistungsstarker Elektroantrieb mangels Rekuperationspotenzial mit der Leerung der Batterie, auf den letzteren zeigt er Wirkung. 109 9 Ein Mild Hybrid für den Rennsport auf 48V Basis Was für den geneigten Zuschauer stets gut ankommt im Sinne von „Race Action“, sind reichlich Überholmanöver aus dem Rennen heraus, wo also ein Fahrer mit Geschwindigkeitsüberschuss einen anderen eben auf der Strecke überholt. Hier gibt es schon lange die Idee - aber auch Umsetzungen - von so genannten Push-to-Pass-Systemen. Der Fahrer gibt auf Knopfdruck eine bestimmte zusätzliche Energiemenge frei, die über eine bestimmte Zeit zusätzlich eingesetzt werden darf. Einer einmaligen kurzen Zeit mit viel Extra-Power steht die Möglichkeit, mehrmals pro Runde kleinere Energie-Portionen freizugeben, gegenüber. Es wird schnell klar, dass beides - je nach Rennstrecke - mehr oder weniger Sinn macht. Um den nötigen Geschwindigkeitsüberschuss zu erzeugen, sind in etwa 5% (mehr ist besser) Leistung bereits ausreichend. Wir wollen es hier mit ca. 35kW annehmen. Es ist leicht zu erkennen, dass die genannten Hilfssysteme - sei es für Rundenzeit oder Überhol-Action - beide zusätzliches Gewicht auf eine eigentlich auf extremen Leichtbau ausgelegte Fahrzeugstruktur aufbringen. Das bedeutet in simplem technischen Jargon: die untere „Grenze“ der Sinnhaftigkeit liegt nicht bei 5 oder 10%, sondern durch die zusätzliche Fahrzeugmasse etwas höher. Nun ist hinlänglich bekannt, dass Hochvoltsysteme eine viel höhere mögliche Leistung bieten bei vergleichsweise geringeren Ausmaßen. Bezieht man aber das Dogma der günstigen und beherrschbaren Antriebe mit ein und verlangt ein Höchstmaß an Sicherheit auch für semi-professionelle Teams, wird man sich auf mit 48V-Systemen auseinandersetzen müssen. Das hier vorgestellte System läuft also auf eine recht günstige, „ungefährliche“ weil leicht handhab- und wartbare Lösung mit 48V hinaus. Es sei noch die zumindest in der ersten Generation erwähnte Restriktion der E- Maschinendrehzahl erwähnt, welche sich aus Bauraum- und Gewichtsgründen nicht über die Kurbelwellendrehzahl heben lässt. Dafür entfällt - durch die Hinzunahme eines Spannungswandlers zu 12V - auch der Bordnetzgenerator und wird durch eine leichte Lastpunktanhebung. Durch die extreme Dynamik bei der Energiebereitstellung (Beschleunigungsabruf und Bremsen) und die Anforderungen an Gewicht und Bauraum sind eigens für die Anwendung konzipierte Supercaps die Wahl. Verbrennerstart und Rückwärtsgang werden ebenfalls über den E-Motor realisiert, weshalb ein (leicht zu erreichendes) Minimaldrehmoment im unteren Bereich erforderlich ist. Eine Kupplung dient zum Anfahren aus der Box, Schaltungen werden durch gezielte Zündunterbrechung und entsprechend synchrone Getriebesteuerung erzielt. 110 9 Ein Mild Hybrid für den Rennsport auf 48V Basis Der Steckbrief eines Hybridmoduls kann also wie folgt zusammengefasst werden: Parameter Wert / Korridor Leistung 50kW mit Ziel Push-to-pass 70kW mit Ziel zusätzlich verbesserte Rundenzeit Drehzahl 12000 - 13500 1/ min, kein Zusatzgetriebe Spannung 48V, DC/ DC auf 12V Startfähigkeit 100Nm bzw. 5kW bei 500rpm Energiespeicher 50kW x 12s bzw. 70kW x 8,4s für reines push-to-pass 600kJ für den Hybridbetrieb - möglichst in hochdynamischen Zellen oder Supercaps Gesamt-Zusatzmasse <30kg Tabelle 1: Steckbrief des Hybridantriebs 4 Erste Ergebnisse All die beschriebenen Anforderungen und Überlegungen zur Systemauslegung resultieren in einem eher konservativ ausgelegten E-Antriebssystem. Gegenüber Standards aus der Automotive-Welt kommt allerdings ein Multiphasensystem zum Einsatz. Dieses Kapitel zeigt erste Ergebnisse aus einer Anwendung für den nordamerikanischen Markt für eine Rennstrecke aus dem aktuellen Rennkalender. Bild 5 zeigt den Geschwindigkeitsverlauf des Fahrzeugs auf einer exemplarischen Rennstrecke mit (blau) und ohne (rot) das beschriebene System. 111 9 Ein Mild Hybrid für den Rennsport auf 48V Basis Bild 5: Geschwindigkeitsprofil mit / ohne Hybridisierung und Batterieladezustand über eine komplette Rennrunde im „performance“ Modus In dieser Variante ist die Ausprägung auf „performance“, d.h. bestmögliche Rundenzeit unter den gegebenen Systembedingungen. Die durch die Hybridisierung gewonnene Energie wird ausschließlich in die Beschleunigung auf den drei längsten Geraden eingesetzt, um dem „push-to-pass“-Paradigma Genüge zu tun und Überholvorgänge auf den Geraden zu unterstützen. Alle anderen Beschleunigungen werden in der nahezu gleichen Geschwindigkeit gefahren, die zusätzliche Masse wird - wo möglich - durch Lastpunktanhebung aus dem Verbrenner kompensiert. Es erfolgt dabei keine Unterstützung durch den E-Antrieb. In diesem Modus sind auf dieser Strecke bis zu vier Zehntelsekunden zu holen. Reglementseitig muss noch dahin gehend nachgeschärft werden, als dass ja jeder Fahrer über ein solches System verfügt und damit wieder Waffengleichheit herrscht. Dem kann begegnet werden, in dem der Einsatz des Systems etwa nur einmal pro Runde erlaubt wird. Dies sind aber sportpolitische Entscheidungen bzw. Festsetzungen und sollen hier nicht weiter beleuchtet werden. Eine andere mögliche Ausprägung der Betriebsstrategie zeigt Bild 6. Das Geschwindigkeitsprofil ist dabei für Original und Hybrid als beinahe exakt gleich angenommen, das Hauptaugenmerk liegt hier auf dem Kraftstoffverbrauch. Die Unterstützung des E-Antriebs ist auf hier wieder zweckmäßig auf die drei Geraden ausgelegt. Wie aus dem Bild ersichtlich, zeigt sich bei etwa gleichem Verlauf des Ladezustandes des Energiespeichers, dass selbst in einer solchen Extremanwendung mit einem Niedervolt-Antrieb Einsparungen bis zu 10% trotz zusätzlicher etwa 33kg möglich sind. 112 9 Ein Mild Hybrid für den Rennsport auf 48V Basis Bild 6: Batterieladezustand und Kraftstoffdurchfluss über eine komplette Rennrunde im „fuel save“ Modus Eine Erprobung im Rennfahrzeug ist für Frühjahr 2020 anberaumt. 5 Zusammenfassung und Ausblick Dieser Artikel beschreibt die Anforderungen an Hybridsysteme im Rundstrecken- Rennsport, beginnend von der Königsklasse hinunter zu technologisch und budgetär unterklassigen Rennserien, die zusätzlich auf einfachste Handhabbarkeit angewiesen sind. Am Beispiel einer nordamerikanischen Anwendung wurde ein 48V System designt und systemisch integriert. Es zeigen sich in den zwei Betriebsmodi „performance“ und „fuel save“ durchaus beachtliche Potenziale. Ein so designtes Konzept kann leicht auf andere unterklassige Rennserien angewendet werden. 113 10 Doppelzweipunktwechselrichter für Elektrofahrzeuge - Systemeigenschaften und Steuerung Johannes Büdel, Johannes Teigelkötter Abstract This contribution presents the topology of the Dual Two-Level inverter for the application in electric vehicles. First, the circuit design and the specific properties are explained in detail. This is followed by a presentation of the various advantages of the topology in relation to electric vehicles. For the combination of two different energy sources using the Dual Two-Level inverter, control strategies are also presented and explained using real measurements on an appropriate test bench. With these methods, it is possible to control the power distribution between the two energy storages and their energy exchange. Kurzfassung Im vorliegenden Beitrag wird die Topologie des Doppelzweipunktwechselrichters für die Anwendung in Elektrofahrzeugen vorgestellt. Dazu werden zunächst der Schaltungsaufbau und die spezifischen Schaltungseigenschaften näher erläutert. Anschließend werden relevante Vorteile dieser Topologie für die Anwendung in Elektrofahrzeugen dargestellt. Für die Kombination unterschiedlicher Energiequellen mit Hilfe des Doppelzweipunktwechselrichters werden geeignete Steuerungsstrategien präsentiert und anhand von realen Messungen am Systemprüfstand verifiziert. Mit dem Vorgestellten Verfahren kann die Leistungsaufteilung auf die beiden Energiespeicher und deren Energieaustausch untereinander mit hohem Freiheitsgrad gesteuert werden. 1 Eigenschaften der DZW-Topologie mit getrennten Zwischenkreisen Die Topologie des Doppelzweipunktwechselrichter (DZW) setzt sich aus zwei einzelnen Zweipunktwechselrichtern zusammen. Der DZW wird für elektrische Maschinen verwendet bei welchen die Enden der Statorwicklungen aus der Maschine herausgeführt sind und nicht wie konventionell intern in Stern oder Dreieck verschaltet sind. An den jeweiligen Wicklungsanschlüssen wird damit jeweils ein Zweipunktwechselrichter (ZW) platziert. Jede Maschinenwicklung ist folglich innerhalb einer Vollbrücke verschaltet. Die beiden ZW sind potentialgetrennt und werden von zwei unabhängigen Energiequellen gespeist. Abbildung 1 stellt diese Zusammenhänge graphisch dar. Auf der linken und rechten Seite befinden sich die jeweiligen Zweipunktwechselrichter bestehend aus jeweils drei Halbbrücken (in diesem Fall 114 10 Doppelzweipunktwechselrichter für Elektrofahrzeuge - Systemeigenschaften und Steuerung werden IGBTs als Leistungshalbleiter verwendet). Diese werden von zwei unabhängigen Energiequellen gespeist. Dazwischen befindet sich die elektrische Maschine mit den offenen Wicklungsenden, an welche die Last mechanisch gekoppelt ist. M, n P mech P el U d.1 U d.2 Bild 1: Doppelzweipunktwechselrichter Schaltungstopolgie 1.1 Redundanz Neben den elektrischen Eigenschaften, bringt der DZW mit getrennten Zwischenkreisen weitere Vorteile mit sich. Durch die Zusammensetzung des DZWs aus zwei getrennten ZW kann die elektrische Maschine mit, vom jeweiligen Ausfallszenario abhängigen Randbedingungen weiterbetrieben werden. Dies kann besonders für ausfallkritische Systeme von Vorteil sein, da hier im Fehlerfall eines Wechselrichters oder eines Energiespeichers dieser vom System getrennt werden kann. Im Falle des Ausfalls eines Wechselrichters werden an dessen Anschlusspunkten die Wicklungsenden in Stern oder Dreieck verschaltet. Damit wird die Maschine, wie bei herkömmlichen Systemen, durch einen einzelnen Wechselrichter betrieben. Fällt weiterhin einer der beiden Energiespeicher aus, wird dieser vom entsprechenden Zwischenkreis getrennt. Die dazugehörige Zwischenkreisspanung kann anschließend durch einen Leistungsfluss vom anderen Wechselrichter über die Maschine, aufrechterhalten werden. Die Abgabe von Wirkleistung des betroffenen Wechselrichtes ist dabei jedoch sehr eingestränkt. Mit der Abtrennung eines ZWs kann die Maschine jedoch nur mit halber Leistung betrieben werden. Da die ZW-Systeme im vereinfachten Sinne in Reihe geschaltet sind, kann durch den Verlust eines ZWs die elektrische Maschine zwar mit mit vollem Drehmoment (Strom), jedoch verminderter Drehzahl (Spannung) betrieben werden. Im Sinne des fail-safe-Prinzips erlaubt dies im Fehlerfall die Maschine in einen sicheren Zustand zu überführen. 1.2 Energieflusssteuerung Die Topologie des DZWs benötigt als Energieversorgung zwei getrennte Energiequellen. Auf Grund des höheren Aufwands kann dies für gewöhnliche Anwendungen zwar als nachteilig angesehen werden, für spezifische Applikationen 115 10 Doppelzweipunktwechselrichter für Elektrofahrzeuge - Systemeigenschaften und Steuerung kann dies jedoch als Schlüsselcharakteristik des Systems gewertet werden. Ein Einsatz zweier identischer Energieversorgungen ist dabei nicht zwangsweise notwendig. Vielmehr können auch Versorgungssysteme mit unterschiedlichen Eigenschaften verwendet werden. Solch eine Kombination der Energiesysteme kann als äußerst sinnvoll betrachtet werden, wenn diese einander in ihren Eigenschaften ergänzen. Mit diesen drei Systemkomponenten, den beiden Energiespeichern der zwei Wechselrichter und der elektrischen Maschine, besteht, je nach Betriebszustand, die Möglichkeit den Energiefluss innerhalb des Systems steuern zu können. Die elektrische Maschine arbeitet in Abhängigkeit des vorliegenden Arbeitspunktes entweder motorisch oder generatorisch. Folglich nimmt sie Energie auf, d.h. sie agiert als Energiesenke oder sie gibt im generatorischen Betrieb Energie ab (Energiequelle). Die benötigte oder bereitgestellte Energie wird von den Energiespeichern der beiden Wechselrichter aufgenommen, bzw. abgegeben. Dabei liegt jedoch nicht nur der Energieweg zwischen der Maschine und den beiden Wechselrichtern, sondern auch zwischen den beiden Wechselrichtern selbst (vgl. Abildung 2). Dies bedeutet, dass ebenfalls ein Energieaustausch zwischen den beiden Wechselrichtern bzw. Energiespeichern möglich ist. E E E M Bild 2: Energieflussrichtungen innerhalb des Systems 1.3 Schaltzustände und Spannungsraumzeiger Um Querströme vom positiven zum negativen Zwischenkreispotential zu verhindern, werden innerhalb einer Halbbrücke die Halbleierschalter jeweils invertiert geschaltet. Das heißt bei geschlossenem Highside-Schalter ist der Lowside-Schalter offen und umgekehrt. Für den einfachen Zweipunkt-Wechselrichter mit n = 3 Halbbrücken resultieren daraus 2 n = 2 3 = 8 mögliche Schaltzustände [1]. Für den DZW mit insgesamt sechs Halbbrücken können damit 2 6 = 64 Zustände erreicht werden. Von den acht möglichen Schaltzuständen des ZWs sind zwischen sechs Außenspannungen und zwei Nullspannungen zu unterscheiden. Die 64 Zuständen des DZW generieren je nach Verhältnis der beiden Spannungsniveaus der Zwischenkreise eine unterschiedliche Anzahl an Außenspannungen, Nullspannungen und Zwischenspannungsniveaus. Die Zahl der unterschiedlichen Spannungsniveaus steigt mit dem Verhältnis der Zwischenkreisspannungen U d.1 und U d.2 . Dieses Verhältnis wird fortlaufend r = U d.1 / U d.2 genannt. 116 10 Doppelzweipunktwechselrichter für Elektrofahrzeuge - Systemeigenschaften und Steuerung Abbildung 3 zeigt die jeweiligen Spannungsniveaus für unterschiedliche Verhältnisse der Zwischenkreisspannungen. Dabei sind die Raumzeigerenden des Wechselrichters 1 schwarz, die des zweiten Wechselrichters gelb dargestellt. Weiterhin ist zum besseren Vergleich innerhalb der Darstellung die Zwischenkreisspannung U d.1 konstant gehalten. Dabei wird das Zwischenkreisspannungsverhältnis r nur über die Variation der Spannung U d.2 geändert. Bei einer gleichmäßig verteilten Anordnung der resultierenden Spannungsniveaus sind generell drei unterschiedliche Fälle zu unterscheiden. u α u β u α u β u α u β Bild 3: Raumzeiger bei unterschiedlichen Spannungsverhältnissen r = 1, r = 2, r = 3 Für r = 1 bilden sich drei unterschiedliche Spannungsniveaus in der positiven α-Achse aus. Die Anzahl redundanter Schaltzustände ist hierbei jedoch am höchsten. Dies bedeutet auch, dass mit unterschiedlicher Zusammensetzung der Raumzeiger gleiche Spannungsniveaus erreicht werden können. Bei einem Zwischenkreisspannungsverhältnis von r = 2 und r = 0,5 stehen vier Spannungslevel uneingeschränkt zu Verfügung. Die maximale Anzahl an Spannungsniveaus wird für r = 3 bzw. r = 0,33 erreicht. Die Zahl der redundanten Schaltzustände ist hierbei am geringsten. Hierbei ergeben sich maximal fünf Spannungslevel. Im Vergleich zu einer üblichen Fünfpunkttopologie, bei welcher 60 unabhängige Spannungszeiger vorhanden sind, können in dieser Konfiguration nur 48 unabhängige Zeiger generiert werden. Damit kann nur ein synthetisches Fünfpunktverhalten erzeugt werden, welches nicht im kompletten Aussteuerbereich nutzbar ist. Diese Eigenschaft führt zur Möglichkeit die Topologie des DZWs als Multilevelumrichter zu nutzen und findet bspw. in [2,3] Anwendung. In [4] erfolgt ebenfalls eine detaillierte Beschreibung möglicher Modulationsverfahren zur Erzeugung der Schaltsignale des DZWs. Abbildung 4 stellt die Zusammensetzung der Spannungszeiger des DZWs dar. Hierbei repräsentieren die Spannungsquellen u WR1 und u WR2 die Ausgangsspannungen der Teilwechselrichtersysteme. u Last bildet die elektrische Maschine ab. 117 10 Doppelzweipunktwechselrichter für Elektrofahrzeuge - Systemeigenschaften und Steuerung i ~ ~ ~ u Last u WR1 u α u β u WR2 u WR2 u Last u WR1 i Bild 4: Vereinfachte Systemdarstellung zur Analyse der Leistungsaufteilung (r = 1) 1.4 Verminderung der Zwischenkreis- und Sperrspannung der Halbleiter Aus dem vorherigen Abschnitt wird deutlich, dass die resultierenden Spannungsraumzeiger aus der Überlagerung beider Wechselrichterspannungen hervorgehen. Daraus ergibt sich der Vorteil, dass die an der Maschinenklemme resultierende Spannung durch Addition oder Subtraktion der Schaltspannungen geformt wird. Somit ist es unter anderem möglich bei Anwendungen, welche eine hohe Schaltspannung erfordern, diese aus der Addition beider Wechselrichterspannungen zu realisieren. Die beiden Zwischenkreisspannungen des DZW verringern sich dabei auf die Hälfte der notwendigen Zwischenkreisspannung eines vergleichbaren Zweipunktwechselrichtersystems gleicher Leistung. Auch kann dadurch die Sperrspannung der IGBT-Module auf die Hälfte verringert werden. Die Höhe des zulässigen Stroms der Halbleiter muss jedoch beibehalten werden, um die geforderte Leistung bereitstellen zu können. Weiterhin kann jedoch nicht nur die Nominalspannung der Halbleiter, sondern auch die Spannungsklassen aller anderen Bauteile (z.B. Zwischenkreiskondensatoren), welche der Zwischenkreisspannung ausgesetzt sind, verringert werden. Wie bspw. in [5,6] dargestellt lässt sich auch durch einen zweiten Wechselrichter mit sehr niedriger Spannung im Verhaltniss zum ersten Wechselrichter, eine Verbesserung der Stromqualität in einzelnen Motorwicklungen erreichen. Damit kann die elektrische Maschine optimal ausgenutzt werden. Der Vorteil der geringeren Zwischenkreisspannung lässt sich auch in Hinsicht auf das Thema Sicherheit erweitern. Für Anwendungen, bei welchen sich die Zwischenkreisspannung im Bereich kleiner gleich der doppelten zulässigen Berührungsspannung (UDC 240 V, DIN VDE 0100-410) bewegt, kann durch die Anwendung der DZW-Topologie ein Sicherheitsgewinn erzielt werden. Durch die Überlagerung der Schaltspannungen an den Maschinenwicklungen, entsteht erst dort die resultierende Spannung. Somit wird im Bereich der beiden Zwischenkreise und der Energiequellen die zulässige Berührungsspannung eingehalten und nur über die Maschinenwicklung ein, in Hinsicht auf die Berührungsspannung, gefährliches Spannungsniveau erzeugt. 118 10 Doppelzweipunktwechselrichter für Elektrofahrzeuge - Systemeigenschaften und Steuerung 2 Energieflusssteuerung und Leistungsaufteilung des Systems 2.1 Ansatz zur Leistungsaufteilung mit dem Leistungsstellfaktor k Abbildung 4 zeigt das einphasige vereinfachte Ersatzschaltbild des Gesamtsytems mit den jeweiligen Spannungsquellen am Anfang und Ende der Motorwicklung. Deren Quellspannung symbolisieren die von den beiden Wechselrichtern generierte Spannung. Für die Spannungen gilt unter Anwendung der Maschenregel: 𝑢 = 𝑢 − 𝑢 (1) Die Spannung u Last wird durch die überlagerte Regelung bestimmt, so dass durch den Stromfluss i das geforderte Drehmoment an der Maschine erzielt wird. Es ist ersichtlich, dass die beiden Wechselrichterspannungen dabei jede gültige Kombination zum Erhalt der Spannungsgleichung stellen dürfen. Die einfachste Variante hierbei ist es, die beiden Wechselrichterspannungen u WR1 und u WR2 mit gleichem, bzw. um 180° verschobenem Phasenwinkel zur Sollspannung u Last zu schalten [4]. Damit ergibt sich für die Beschreibung der beiden Wechselrichterspannungen lediglich ein Faktor der den Bezug zur Sollbzw. Maschinenspannung beinhaltet. Wird dieser Faktor auf die durch den Wechselrichter 1 generierte Spannung zur Sollspannung definiert, ergibt sich für die beiden Wechselrichterspannungen in Anlehnung an [4] 𝑢 = 𝑘 ∙ 𝑢 𝑢 = (𝑘 − 1) ∙ 𝑢 (2) (3) Allgemein können somit die beiden Wechselrichterleistungen auch mit Hilfe des sogenannten k-Faktors dargestellt werden [2]: 𝑝 (𝑡) = 𝑘 ∙ 𝑝 (𝑡) 𝑝 = (1 − 𝑘) ∙ 𝑝 (𝑡) (4) (5) Damit kann rein durch die Variation des eingeführten k-Faktors die prozentuale Aufteilung der Wechselrichterleistungen bestimmt werden. Der zuvor noch als frei wählbare Faktor k ist jedoch auf einen minimalen und maximalen Wert begrenzt und kann sich nur innerhalb eines bestimmten Wertebereichs bewegen. Dieser Wertebereich ist abhängig von der aktuell angeforderten Lastspannung u Last sowie den Zwischenkreisspannungen der beiden Wechselrichter. Der Faktor k lässt sich damit als Funktion k (u soll ; U d.1 ; U d.2 ) [3,7] darstellen. Die maximal generierbare Wechselrichterspannung eines ZWs ist abhängig von der jeweiligen Zwischenkreisspannung und dem eingesetzten Modulationsverfahren. Darüber hinaus wird die Wechselrichterspannung u WR1 durch den maximalen Wert für k begrenzt. Der minimale Wert von k begrenzt indirekt die Spannung u WR2 , so dass die Lastspannung zu jedem Zeitpunkt aus der Differenz der beiden Spannungen realisiert 119 10 Doppelzweipunktwechselrichter für Elektrofahrzeuge - Systemeigenschaften und Steuerung wird. Abhängig von der aktuellen Sollspannung und dem Zwischenkreisspannungsverhältnis r dürfen die beiden Wechselrichter jedoch nicht in allen Betriebspunkten ihre Maximalspannung stellen, da sonst die Lastspannung nicht korrekt erzeut werden kann. Zur Ermittlung der Maximalbzw. Minimalwerte von k in Abhängigkeit der geforderten Maschinenspannung sind jeweils die beiden Fälle zu betrachten, bei denen die Wechselrichterspannung u WR1 , bzw. u WR2 am größt möglichen sind. Mit diesem Ansatz lässt sich nach [3] der folgende Zusammenhang für r = 1, beispielhaft graphisch darstellen: Bild 5: Prinzipdarstellung der Lastverteilung auf die Teilwechselrichter Die grünen Kurven resultieren aus den Aussteuergrenzen für den ersten Wechselrichter. Die roten Verläufe sind dem zweiten Wechselrichter zugeordnet. Die minimal eingeschlossene blaue und orange Fläche aus diesen Kurvenverläufen repräsentiert den Bereich, in welchem der Leistungsstellfaktor k den geforderten Modulationsgrad der Last und auch die Aussteuergrade der einzelnen Wechselrichter erfüllt. Für m Last = 1 im Punkt A bzw. für m Last = -1 im Punkt B besteht keine Variationsmöglichkeit des Leistungsstellfaktors. Hier arbeiten beide Wechselrichter an ihrer Aussteuergrenze. Die orange Fläche kennzeichnet den Bereich, in welchem der Leistungsstellfaktor zwischen 0 und 1 liegt. Für einen Aussteuergrad von -0,5  m Last  0,5 kann die Ausgangsleistung komplett von einem Wechselrichtersystem übernommen werden. Zwischen -1 < m Last < -0,5 und 0,5 < m Last < 1 müssen beide Systeme zusammen die Ausgangsleistung bereitstellen Hierbei kann auch noch eine Aufteilung untereinander erfolgen. Als besonderer Betriebsmodus kann aus diesem Bild der Bereich zwischen -0,5  m Last  0,5 herausgearbeitet werden. Für k < 0 und k > 1 kann hier Leistung und somit auch Energie vom einen Wechselrichtersystem auf das andere übertragen werden, ohne dass der lastseitige Modulationsindex beeinflusst wird [3]. 120 10 Doppelzweipunktwechselrichter für Elektrofahrzeuge - Systemeigenschaften und Steuerung 2.2 Konzept der Leistungsverteilung auf beide Energiespeicher Im Folgenden Abschnitt soll das Prinzip der Leistungsaufteilung an einem beispielhaften Anwendungsfall näher dargestellt werden. Dabei gelten die nachfolgenden Randbedingungen für das Verhalten des Beispielsystems. Wechselrichter 1 arbeitet ausschließlich als Quelle und kann damit nur positive Leistung zur Verfügung stellten. Weiterhin besitzt die dort angebundene Energiquelle nur ein träges An- und Ausregelverhalten, d.h. auf Leistungssprünge kann nur langsam reagiert werden. Beispiele für solche Energiequellen wären bspw. ein Brennstoffzellensystem oder eine einfache Generatoreinheit ohne aktive Ausgangsregelung. Im Gegensatz dazu kann der Wechselrichter 2 bidirektional Energie bereitstellen und aufnehmen und sowohl dynamisch auf geänderte Lastsituationen reagieren. Weiterhin soll gelten, dass das Wechselrichtersystem 2 keine Energie bereitstellt wenn ein stationären Arbeitspunkt erreicht wurde. Das System soll nur während Arbeitspunktwechsel Energie liefern bzw. Aufnehmen. Als Beispiele für solche dynamsichen Energiequellen können Lithium- Ionen Batterien oder auch Super-/ Powercaps genannt werden [7]. Das prinzipielle Systemverhalten lässt sich anhand schematischer Verläufe entsprechend Abbildung 6 darstellen. Für einen stationären Antriebsarbeitspunkt entsprechend Abbildung 6 übernimmt das Wechselrichtersystem 1 zwischen t = 0 und t = t 1 die komplette Antriebsleistung. Im Arbeitspunktwechsel hin zu geringeren Ausgangsleistungen zwischen t 1 < t < t 2 greift das Wechselrichtersystem 2 ein und kompensiert den Leistungsüberschuss, welcher durch den Wechselrichter 1 bereitgestellt wird. In diesem Fall wird der Energiespeicher des zweiten Wechselrichters durch das Energiespeichersystem des ersten Wechselrichtersystems geladen. Somit kann das Wechselrichtersystem 1 der speicherzugeordneten Ausregelzeit im Transitionsintervall zwischen t 2 < t < t 3 entsprechen. Das Wechselrichtersystem übernimmt dabei die Leistungsdifferenz für die angeforderte Lastausgangsleistung. Ab t 3 ist der neue Arbeitspunkt angefahren und das Wechselrichtersystem 1 übernimmt wiederum die komplette Ausgangsleistung. P Last P WR1 P WR2 Zeit P Last P WR1 P WR2 t 1 t 2 t 3 t 4 t 5 t 6 Zeit Leistung Leistung Bild 6: Prinzipielle Lastaufteilung auf beide Wechselrichter bei Lastwechsel Für positive lastseitige Ausgangsleistungen übernimmt für die stationären Anfangsbedingungen wieder der Wechselrichter 1 die komplette Ausgangsleistung bis t = t 4 . Im transienten Lastwechsel zwischen t 4 < t < t 5 steuert das Wechselrichtersystem 2 den notwendigen dynamischen Anteil bei. Hierdurch wird dem Wechselrichtersystem 1 121 10 Doppelzweipunktwechselrichter für Elektrofahrzeuge - Systemeigenschaften und Steuerung wiederum der Freiheitsgrad eröffnet, die An- und Ausregelzeit des zugeordneten Speichersystems einzuhalten. Ab dem Punkt t 6 ist der neue stationäre Arbeitspunkt erreicht und das Wechselrichtersystem 1 übernimmt wiederum die komplette Ausgangsleistung. 3 Messungen am Maschinenprüfstand 3.1 Prüfstandssystem Doppelzweipunktwechselrichter Um die theoretische ermittelten Zusammenhänge und Steuerungsstrategien realitätsnah testen und auf die Anwendung optimieren zu können, ist ein applikationsnahes Prüfstandssystem notwendig. Mit diesem soll die reale Anwendung bestmöglich nachgebildet werden. Nur so kann die Applizierung auf die Endanwendung sichergestellt werden. Ein schematischer Aufbau eines möglichen Prüfstandes ist in Abbildung 7 dargestellt. Der Prüfaufbau für das System entspricht einem Standard- Doppelstirnspannverband zweier elektrischer Maschinen. Eine Maschine simuliert hierbei die Last, mit welcher die Arbeitspunkte stationär eingestellt werden. Die zweite Maschine ist der Prüfling. Wird der Fokus auf drehzahl- und drehmomentgeregelte Systeme gelegt, sind die zugehörigen Regelverfahren immer gegenläufig einzustellen. Die PSM auf der Lastseite wird durch das Versorgungsnetz über einen entsprechenden rückspeisefähigen Prüfstandswechselrichter gespeist. Das Umrichtersystem regelt damit aktiv die Netzseite und die Lastmaschine. M 3~ PSM M 6~ PS M Umricht er PSM 3~ 3~ Versorgungsnetz PSM Geber PS M Geber Teilwechselrichter 1 3~ = Batterie 1 HBM G EN3i u abc i 123 Teilwechselrichter 2 Batterie 2 u def Mechanische Kupplung 3~ = u DC1 u DC2 Bild 7: Schematischer Darstellung des Prüfaufbaus des DZW-Systems 122 10 Doppelzweipunktwechselrichter für Elektrofahrzeuge - Systemeigenschaften und Steuerung Durch eine starre mechanische Verbindung ist die Prüflingsmaschine mit der Lastseite verbunden. Hierbei handelt es sich um eine dreiphasige permanenterregte Synchronmaschine, bei welcher die Wicklungsenden nach außen geführt sind. Entsprechend der Topologie des DZWs sind die zugehörigen Enden jeweils einem ZW zugeordnet. Die beiden Wechselrichter werden dabei über potentialgetrennte Batteriespeichersysteme identischen Typs versorgt. Zur Bewertung und Optimierung des Systemverhaltens wird der Leistungsanalysator GEN3i der Firma HBM eingesetzt. Die differentiellen Spannungseingänge des Messsystems ermöglichen eine quasi potentialgetrennte Messung der unterschiedlichen Spannungsniveaus. Als Stromwandler findet ein System der Firma LEM der Baureihe IT 400-S Ultrastab Einsatz. Die Umsetzung auf die vorhandenen Spannungseingänge der Leistungsanalysators wird durch die Messbürden HBR1.0 der Firma STZ ELAS gewährleistet. Zusätzlich wird die elektrische Lage des Prüflings eingelesen und ausgewertet. Hierdurch stehen in Echtzeit alle relevanten Systemgrößen im rotororientiertem Koordinatensystem zur Verfügung, wodurch deutliche Vorteile im Bereich der Darstellung, aber auch der Auswertbarkeit entstehen. 3.1 Leistungsstellfaktor k Das in Abschnitt 2.1 vorgestellte Konzept zur Festlegung der Leistungsafuteilung durch die Variation des Faktros k wird im folgenden durch Messungen am Prüfstandssystem anwendungsnah dargestellt. In Abbildung 8 wird beispielhaft der Einfluss des Leistungsstellfaktors auf das Gesamtsystem für einen stationären Betriebspunkt (stationär unbeeinflusste mechanische Leistung) dargestellt. Im oberen Abschnitt sind die rotororientierten Maschinenstromanteile i d und i q dargestellt. Im mittleren Abschnitt sind die DC-seitigen Teilwechselrichterleistungen zu erkennen. Im unteren Segment ist der eingestellte Leistungsfaktor k aufgetragen. In diesem Beispiel arbeitet das System mit gleichen Zwischenkreisspannungen. Aufgrund des Zwischenkreisspannungsverhältnisses von r = 1 wird zunächst der Leistungsstellfaktor k = 0,5 gesetzt, wodurch beide Wechselrichtersysteme den gleichen Leistungsbeitrag für die Maschinenleistung liefern. Bis zum Zeitpunkt von t < 4 s wird der Prüfling im Leerlauf durch die Lastmaschine angetrieben. Bei ca. t = 4 s wird durch einen Sollwertsprung eine positive Ausgangsleistung an der Maschine erzeugt. Durch den eingestellten Leistungsstellfaktor von k = 0,5 liefern beide Teilwechselrichter jeweils die Hälfte der Ausgangsleistung. Bei ca. t = 12 s wird der Leistungsstellfaktor vergrößert, wodurch der Anteil des ersten Wechselrichtersystems steigt und dementsprechend der Leistungsanteil des Wechselrichters 2 abnimmt. Zum Zeitpunkt t = 15 s ist k > 1, somit wird neben der Bereitstellung der Ausgangsleistung der Maschine ebenfalls Energie vom Wechselrichter 1 in das Teilwechselrichtersystem 2 übertragen. Dies zeigt, dass die Batterie 2 über die Maschine von der Batterie 1 geladen wird. Die inverse Richtung wird ab Zeitpunkt t = 25,5 s gezeigt. Während des kompletten Messgangs bleibt die Last unbeeinflusst. Dies lässt sich auch an den konstanten Stromanteilen im rotororientierten Koordinatensystem erkennen. 123 10 Doppelzweipunktwechselrichter für Elektrofahrzeuge - Systemeigenschaften und Steuerung Bild 8: Variation des Leistungsstellfaktors k Folgend wird die Leistungsaufteilungsstrategie mit der umgesetzten Energieflusssteuerung erläutert. Dafür sind wieder die Randbedingungen aus Abschnitt 2.2 für rein positive Leistungsbereitstellung des Wechselrichtersystems 1 und die eingeschränkte Dynamik dessen Energiespeichers gültig. Ebenso liefert der Wechselrichter 2 nur Energie wenn es zu einem Betriebspunktwechsel kommt. Die stationäre Leistung wird rein durch den Wechselrichter 1 bereitgestellt. Ebenso sind wieder beide Systemspannungen als identisch anzusehen. Da im Prüfaufbau zwei gleichwertige Batteriespeicher mit gleichem Verhalten verwendet werden, werden die Randbedingungen für den Energiespeicher 1 synthetisch im Wechselrichter1 abgebildet. Hierbei wird durch eine geeignete Softwarefunktionalität das gewünschte Verhalten synthetisiert. Dafür sind folgende Parameter festgelegt: 124 10 Doppelzweipunktwechselrichter für Elektrofahrzeuge - Systemeigenschaften und Steuerung • Rein positive Leistungsabgabe des Energiespeichers 1 • Die Anregelzeit bis zu einer Leistungsänderung des Energiespeichers 1 beträgt 2 s. • Die Ausregelzeit des Energiespeichers 1 für den neuen Lastpunkt liegt bei 3 s. Diese spezifizierten Parameter können auch der Abbildung 9 entnommen werden. Zwischen den Zeitpunkten t 1 , t 2 und t 4 , t 5 ist die Anregelzeit in Form einer Totzeit zu erkennen. Die Ausregelzeit findet zwischen t 2 , t 3 und t 5 , t 6 statt. Für das zweite Energiespeichersystem gelten in diesem Fall keine synthetischen Restriktionen. Die Leistungsbereitstellung ist lediglich durch die physikalischen Grenzwerte limitiert. Bis zum Zeitpunkt t 1 befindet sich das Antriebssystem zunächst im Leerlauf. Zum Zeitpunkt t 1 findet ein positiver Sollwertsprung statt, welcher zusammen mit der positiven Drehzahl zu einer positiven Ausgangsleistung an der elektrischen Maschine führt. Sobald der Sollwertsprung eintritt, wird die Leistung komplett vom transienten Energiespeicher des Wechselrichters 2 übernommen. Bild 9: Verhalten des Antriebssystems unter transienten Leistungsanforderungen 125 10 Doppelzweipunktwechselrichter für Elektrofahrzeuge - Systemeigenschaften und Steuerung Nach der Anregelzeit zum Zeitpunkt t 2 übernimmt Wechselrichter 1 stetig den Ausgangsleistungsbedarf bis die Ausgangsleistung vollständig übernommen wurde. Parallel dazu wird der Anteil des zweiten Wechselrichtersystems reduziert. Zum Zeitpunkt t 4 erfolgt ein weiterer Sollwertsprung an der Lastmaschine. Hierbei wird der q-Strom-Anteil erhöht. Der d-Strom-Anteil soll weiterhin 0 A betragen. In der vorliegenden Regelstrategie werden die Anteile als unabhängige Größen betrachtet. Zum Zeitpunkt t 7 findet ein negativer Lastsprung des drehmomentbildenden Stromanteils statt. Auch hier verharrt zunächst der Wechselrichter 1 in seinem alten Arbeitspunkt. Wecheslrichter 2 muss in diesem Fall die überschüssige negative Systemleistung aufnehmen. Dafür wird direkt ein negativer d-Anteil zur Sprungstelle bei t 7 generiert. Auch hier ist die gegenseitige Beeinflussung der beiden Stromanteile zu erkennen. Nach der synthetischen Anregelzeit wird durch die Reduzierung der d- Komponente des lastseitigen Stromes der gewünschte stationäre Arbeitspunkt zu t 9 erreicht. Der Übergang der Leistung ist hier nicht linear, da eine lineare Verringerung von i d aus der Geometriebedingung für die Stromanteile ein wurzelförmiger Verlauf in Bezug auf die Leistung bedingt [1]. Des Weiteren ist die Leistung zwischen t 6 und t 8 nicht ganz konstant, was auf die Arbeitspunktabschätzungen und die Annahme von verlustfreien Teilsystemen zurückzuführen ist. 4 Zusammenfassung Die Topologie des Doppelzweipunktwechselrichters setzt sich aus zwei konventionellen Zweipunktwechselrichtern mit separaten Energiespeichern zusammen. Diese Schaltung hat einige Systemvorteile gegenüber der einfachen Zweipunktwechselrichtertopologie. Durch die beiden separaten Wechselrichter und Energiequellen können folgende Systemvorteile erreicht werden: erhöhte Redundanz, sicherer und leistungsstarker Betrieb bei geringer Zwischenkreisspannung sowie die Steuerung des Energieflusses zwischen den Energiespeichern. Bei geeigneter Ansteuerung weist der DZW Multilevel Verhalten auf. Dadurch zeichnet sich die Schaltungstopologie durch geringe Drehmomentpulsation sowie eine geringe Störausendung aus. Diese Vorteile sind jedoch mit einem erhöhten Aufwand im mechanischen Aufbau, der Energieversorgung als auch der Steuer-/ Regelverfahren verbunden. In diesem Beitrag wurde die Topologie des DZW genutzt, um die Energieversorgung eines Elektrofahrzeuges durch eine Kombination unterschiedlicher Energiespeicher zu optimieren. Im Detail wurde eine Kombination mit einer Energiequelle, die nur eine langsame Laständerung zulässt, wie z. B. Brennstoffzelle und einem sehr dynamischen Energiespeicher, wie z. B. Lithium-Ionen-Akku, untersucht. Als Traktionsmotor wurde hierbei eine permanenterregte Synchronmaschine eingesetzt. Mit dem DZW kann die Antriebsleistung entsprechend den Erfordernissen der Energiequellen auf die beiden Wechselrichter aufgeteilt werden. Der in der Literatur bekannte Ansatz, die Sollspannung mit Hilfe eines Faktors auf beide Wechselrichter zu verteilen, wird hier praktisch eingesetzt, um sowohl eine dynamische als eine stationäre Leistungsaufteilung auf die beiden Energiespeicher zu erreichen und so das gewünschte Systemverhalten zu erzielen. Die Ergebnisse dieser Analysen sowie die gemessenen Signalverläufe der praktischen Untersuchungen auf dem Motorenprüfstand zeigen klar die Vorteile der Stromrichtertopologie mit DZW. 126 10 Doppelzweipunktwechselrichter für Elektrofahrzeuge - Systemeigenschaften und Steuerung Literatur [1] Teigelkötter, Johannes: Energieeffiziente elektrische Antriebe, 1. Auflage, Springer Vieweg Verlag, 2013 [2] Grandi, Gabriele; Rossi, Claudio; Lega, Alberto; Casadei, Domenico: Multilevel Operation of a Dual Two-Level Inverter with Power Balancing Capability. In: Conference Record of the 2006 IEEE Industry Applications Conference Forty- First IAS Annual Meeting, 2006, 603-610 [3] Kowalski, Thomas.: Mess- und Betriebsverfahren von stromrichtergespeisten Drehfeldmaschinen mit supraleitender Statorwicklung. 1. Auflage. Herzogenrath: Shaker (Forschungsberichte Leistungselektronik und Steuerungen, 12), 2019 [4] Lega, Alberto: Multilevel Converters: Dual Two-Level Inverter Scheme. Bologna, Universitiy of Bologna, Dissertation, 03.2007 [5] Büdel, Johannes, Teigelkötter, Johannes, Stock, Alexander: Optimized Dual Two-Level Inverter for Safe and Reliable Operation of Machines with Superconductive Stator Windings. In: 2019 21th European Conference on Power Electronics and Applications (EPE'19 ECCE Europe), Genova, 2019 [6] Kim, J.; Jung, J. and Nam, K.: Dual-inverter control strategy for high-speed operation of EV induction motors. In IEEE Transactions on Industrial Electronics, vol. 51, no. 2, pp. 312-320, April 2004. [7] Wolfstädter, Simon: Entwicklung von energieeffizienten Steuerverfahren für Doppel-Zweipunkt-Wechselrichter, Masterthesis, Hochschule Aschaffenburg, 03.2016 127 11 NVH für die E-Mobilität Matthias Pohl, Sonja Wolf Abstract The automotive industry is currently undergoing substantial changes. In addition to the e-mobility, the focus is on autonomous driving, digital transformation and process optimization. These topics allocate high capacities and include new challenges for engineers and developers. A spotlight on NVH of electric vehicles reveals that the already established methods can address most challenges. Again, most NVH-phenomena can be tracked back to rotating and vibrating components and can therefore be measured as usual with the help of microphones, accelerometers and rotational speed probes. Hereby the later have to be selected carefully regarding “StartStop” maneuverers and the higher speed range. Classic analysis approaches as narrowband frequency analysis, level display, rotor dynamics and Transfer Path Analysis have to be complemented with the ability to analyze pulse-width modulated (PWM) orders. The simple comparison of levels can lead to misinterpretation of the results, because often the comparably low-level high frequency noise is known to be annoying to humans. To measure this representable can be a challenge due to the dynamic range of microphones at hand . Also, the dependency of the measurement position for the microphones measuring high frequency noise must be considered and can be addressed by using special designed array for the microphones. For more efficiency, single components up to complete drivetrains get integrated is several chassis, therefore substructuring methods, such as FBS (Frequency Based Substructuring), get important. By using substructuring methods, it is possible to get a target for the part and to validate the single components not testing all possible combinations in the assembly. The combination of simulation models with models gained by experiments allows in the end even a simulation of seat vibration in the time domain and the auralization of the drivers ear sound components. There seems to be a chance to optimize the development process of electric drive units, when not focusing on NVH exclusively, but on a bigger scale measure all relevant parameters including the performance of the motor in only one test rig. By gaining the NVH data synchronous to the current and the angle position of the rotor a better understanding of the interactions between the single phenomena can be obtained. 128 11 NVH für die E-Mobilität Kurzfassung Die Automobilindustrie befindet sich derzeit in einem weitreichenden Umbruch. Neben der E-Mobilität sind insbesondere die Themen autonomes Fahren, digitale Transformation und Prozessoptimierung im Fokus. Diese Themen binden aktuell hohe Kapazitäten und stellen Ingenieure und Entwickler vor neue Herausforderungen. Wird das Themengebiet NVH in der E-Mobilität isoliert betrachtet, scheint es, dass viele Fragestellungen mit etablierten Methoden adressiert werden können. Die meisten vibroakustischen Phänomene lassen sich auf rotierende und schwingende Komponenten zurückführen und können, wie gehabt, mit Mikrofonen, Beschleunigungsaufnehmern und Drehzahlsensoren erfasst werden. Letztere müssen sorgfältig ausgewählt werden, da einerseits hohe Drehzahlen zu erwarten sind; andererseits Start- und Stoppvorgänge die Erfassung deutlich anspruchsvoller machen. Während viele Analyseformen, wie Spektren, Pegelverteilungen, Rotationsanalysen und Transferpfadanalysen, einfach anwendbar sind, stellt die Analyse pulsweitenmodulierter (PWM) Signale eine besondere Herausforderung dar. Auch klassische Pegelbetrachtungen müssen genauer differenziert werden, da vermeintlich leise, hochfrequente Anteile als störend empfunden werden können und deren Tonalität in den Vordergrund rückt. Deren Erfassung ist zum Teil schwierig, weil einige Messmikrofone nicht die passenden Eigenschaften aufweisen. Bei hohen Frequenzen können einzelne Mikrofone diese Phänomene wegen der starken Ortsabhängigkeit nicht reproduzierbar aufzeichnen. Komplexe Mikrofonkonstruktionen adressieren dies besser. Um die Fahrzeugentwicklung weiter zu beschleunigen und um Kosten zu reduzieren, werden derzeit einzelne Komponenten oder auch der gesamte Antriebsstrang in verschiedene Modelle integriert. Wichtig ist es, eine Verzielung der einzelnen Komponenten vorzunehmen, um den aufwendigen Test von vielen Kombinationsmöglichkeiten zu minimieren. Mithilfe von TPA-basierten Methoden, insbesondere dem Dynamic Substructuring, kann eine einzelne Komponente anbindungsunabhängig umfassend beschrieben und nach der Messung im Modell verwendet werden. Luftschall- und Körperschallbeiträge lassen sich so genau simulieren. Darüber hinaus erscheint es sinnvoll, die NVH-Problematik nicht isoliert zu betrachten, sondern mit anderen physikalischen Größen und sonstigen Motorparametern in Beziehung zu setzen - beispielsweise zum Strom, zur Winkelstellung des Rotors und zu den Kenngrößen der Leistungselektronik. Mit geeigneter Messtechnik, die diese Größen synchron erfassen und auswerten kann, ist es möglich, Auswirkungen von Parameteränderungen schnell und einfach zu beurteilen. 129 11 NVH für die E-Mobilität 1 Messtechnische Herausforderungen NVH (Noise, Vibration, Harshness) in der Elektromobilität zu betreiben, bedeutet, das Augenmerk auf höhere Frequenzen und niedrigere Pegel zu richten. Da die hohen Pegel tieffrequenter Anteile des Verbrennungsmotors nicht mehr auftreten, werden höherfrequente Geräusche von Nebenaggregaten und weiteren mechatronischen Komponenten sowie Strömungs- oder Reifenrollgeräusche nicht mehr maskiert. Der tonale Beitrag der Leistungselektronik des Elektromotors beispielsweise ist psychoakustisch gesehen eine ‚unangenehme‘ Spektrumskomponente. Für belastbare Analysen und zielführende Schlussfolgerungen ist eine qualitativ hochwertige Messkette erforderlich, ausgehend von der Sensorik über den Datenlogger bis hin zur Analysesoftware. 1.1 Low Noise Mikrofon Messmikrofone, die sich für akustische Messungen in der E-Mobilität eignen, weisen neben niedrigem Eigenrauschen und großem Dynamikumfang bei geringem Klirrfaktor einen linearen Frequenzgang auf. Zudem sind Langzeitstabilität, Unabhängigkeit von Umgebungstemperatur, Druck- und Feuchtigkeitsschwankungen unerlässlich für die Reproduzierbarkeit von Messwerten. Sogenannte Low Noise Mikrofone bieten beispielsweise eine Frequenzauflösung von 10-20.000 Hz bei einem Rauschpegel von ca. 5 dB(A) und einer Empfindlichkeit von rund 500 mV/ Pa. Das entspricht den Anforderungen für Fahrzeugakustikmessungen in der E-Mobilität, da für das Erfassen eines Frequenzfächers bei 16 kHz eine Frequenzauflösung von mindestens 20 kHz empfehlenswert ist, um auch dem Hörbereich von Kleinkindern oder Haustieren analytisch gerecht zu werden. 1.2 Mikrofon-Array Werden geringe Pegel bei höheren Frequenzen für die Beurteilung von Fahrzeugen mittels Schalldruckmessungen wesentlich, ist es bei Frequenzen über 500 Hz gegebenenfalls nicht mehr ausreichend, einzelne Mikrofone, Mikrofonpaare, Kopfbügelmikrofone oder Kunstköpfe im Bereich der Kopfposition zu verwenden. [1] Die zu messenden Schalldrücke hängen im psychoakustisch relevanten Frequenzbereich zwischen 500 Hz und 10.000 Hz stark von der Mikrofonposition ab. Betrachtet man einen Volumenbereich von möglichen Kopfpositionen in der Größenordnung von mit 𝜆 = , (1) (𝜆 Schallwellenlänge, 𝑐 Schallgeschwindigkeit, 𝑓 Schallwellenfrequenz) dann haben Interferenzmaxima und -minima für Frequenzen größer als 1.000 Hz Abstände von weniger als 17 cm. Das bedeutet, es kann zu stark voneinander abweichenden Schalldruckwerten im Schallfeld des Volumenbereichs kommen. 130 11 NVH für die E-Mobilität Für ein 8 Hz Schmalbandspektrum ergibt sich beispielsweise eine Standardabweichung von 5 dB bei Wiederholungsmessungen im Volumenbereich mit nur einem Mikrofon. Mit einem speziell entwickelten Mikrofon-Array kann ein weitgehend reproduzierbarer Mittelungspegel für den Volumenbereich der Kopfpositionen bestimmt werden. [1] Bei patentierten Mikrofonanordnungen sind die Mikrofone an einer höhen- und winkelskalierbaren Halterung mit Positioniereinheit befestigt und optimal ausgerichtet. Über räumliche Korrelationsfunktionen wird die Anzahl äquivalenter Mikrofone 𝑁 berechnet: 𝑁 = 𝑁 1 + 1 𝑁 ∑ ∑ 𝑅 𝑘𝑑 𝑓ü𝑟 𝑖 ≠ 𝑗 (2) (𝑁 Anzahl Mikrofonpositionen, 𝑅 räumlicher Korrelationskoeffizient, 𝑘 Wellenzahl, 𝑑 Abstand Mikrofonpositionen i und j). Unter der Annahme einer Student-Verteilung mit einem Vertrauensbereich 𝑢(𝐿) 𝑢(𝐿) = 𝑡 𝑠 𝑁 (3) (𝑠 Standardabweichung, 𝑡 Student-Faktor, 𝑡 = 1,96 für 𝑁 > 20) von 95%, ergibt sich als Optimierungsfunktion für den mittleren Schalldruckpegel 𝐿 näherungsweise der Pegelverlauf eines diffusen Schallfeldes. [2] Abbildung 1 zeigt das Ergebnis einer Beispielmessung an einem handelsüblichen E- Fahrzeug. Mit einem Mikrofon-Array wurde das Volumenelement auf Kopfhöhe des Beifahrers erfasst. Im Bereich zwischen 300 und 1.000 Hz sind Pegelabweichungen >5 dB zwischen einzelnen Mikrofonen zu erkennen. Um reproduzierbare und aussagekräftige Werte zu erhalten, muss über mehrere Mikrofonpegel gemittelt werden. Die Beispielmessung veranschaulicht, dass zur Beurteilung von E-Antrieben mittels Schalldruckpegel im Bereich des Kopfes das Mikrofon-Array als adäquate Sensoranordnung gesehen werden kann. Bild 1: Streuung innerhalb der Mikrofonanordnung 131 11 NVH für die E-Mobilität 1.3 Beschleunigungssensoren Beschleunigungssensoren, die bei akustischen Prüfstandsmessungen Verwendung finden, sind in ihrer Bauart so ausgelegt, dass Dynamikbereich und Frequenzgang in erster Linie akustischen Anforderungen genügen. Die Frequenzauflösung liegt bei 20- 30.000 Hz, etwas über der Auflösung des menschlichen Gehörs. Verbaut ist ein piezoelektrisches Element, dessen RC-Zeitkonstante die Hochpass-Charakteristik definiert. Erhältlich sind Beschleunigungsaufnehmer mit Ladungsausgang (Charge-Mode), die in der Regel für raue Umgebungsbedingungen ausgelegt und langlebig sind sowie einen hohen Temperaturbereich aufweisen. Das Messsignal muss allerdings im Messgerät in ein Spannungssignal umgewandelt werden. Bei Beschleunigungsaufnehmern mit Spannungsausgang ist ein Ladungsverstärker schon im Sensorgehäuse selbst verbaut. Das Signal liegt somit bereits als Spannung vor und ist vom Messsystem leicht verarbeitbar. Die mikroelektronisch verbaute Schaltung muss jedoch vom Frontend mit Strom versorgt werden und ist gegebenenfalls lokal anfälliger für starke elektromagnetische Störfelder, die in der frühen Prototypen- Validierung gegebenenfalls auftreten können. Beim Betrieb eines E-Motors werden durch die starken Betriebsströme starke Magnetfelder aufgebaut, die die Ladungsbewegung in umliegenden elektrischen Bauteilen beeinflussen können. Bei Sensoren mit Ladungsausgang muss deshalb auf eine gute Schirmung der Kabel geachtet werden. Für Sensoren mit Verstärkerelektronik sollte die elektromagnetische Verträglichkeit festgestellt sein. Neuere Technologien, wie bei Differential-Charge-Beschleunigungsaufnehmern, die auf Ladungsdifferenzmessungen basieren, sind gegen Magnetfeldeinflüsse unempfindlicher, ebenso Kabel mit verdrillten Aderpaaren (twisted-pair). Mit Messystemen, die eine unterschiedliche Masseführung bieten (Gehäusemasse, Modulmasse oder differentiell), lassen sich zuweilen auftretende Signalstörungen beseitigen. Während die untere Grenzfrequenz bei Beschleunigungssensoren stark vom Rauschteppich abhängt, ist die obere Grenzfrequenz sowohl abhängig von der Eigenfrequenz des Gehäuses, als auch von der Befestigungsweise des Sensors. Je höher die zu messende Frequenz sein soll, um so starrer muss der Sensor mit dem Prüfling verbunden sein. Üblicherweise verwendete Befestigungsmittel, wie Wachs, Klebstoff oder Epoxide, wirken dämpfend, was sowohl bei der Applikation als auch bei der Analyse zu beachten ist. 1.4 Drehzahlgeber In der Fahrzeugindustrie haben sich bei E-Antrieben sowohl Synchron-Motoren als auch Asynchron-Motoren etabliert. Mit optischen Drehzahlsensoren werden mechanische Drehzahlen erfasst, um dann mechanische Ordnungen zu bestimmen. Induktive Drehzahlgeber erfassen die Drehzahl des elektrischen Feldes, indem korrespondierend zum rotierenden, magnetischen Feld im Sensor ein sinusförmiges Signal induziert wird, das mithilfe von Trigger-Flanken in Drehzahlpulse umgewandelt werden kann. 132 11 NVH für die E-Mobilität Bei Asynchron-Motoren, die einen sogenannten Schlupf, das heißt eine Differenz zwischen elektrischer Drehfrequenz (𝑓 e ) und mechanischer Drehfrequenz (𝑓 m ) aufweisen, kann durch das Erfassen beider Drehfrequenzen die Schlupfdrehzahl quantitativ bestimmt werden. Bei der Analyse von Frequenz-/ Ordnungsspektren lassen sich die Frequenz-/ Ordnungslinien anhand der Drehzahlen eindeutig mechanischer oder elektrischer Herkunft zuordnen. Drehzahlen für Start-Stopp-Vorgänge sind mit TTL-Sensoren schwierig zu erfassen, besonders wenn die Drehzahlflanken mit Pulsfehlern behaftet sind. Drehzahlaussagen können erst dann getroffen werden, wenn Pulsflanken anliegen; die Drehfrequenz also größer Null ist. Es gibt Algorithmen zur Korrektur von Pulsfehlern, die stetig verbessert werden, um auch eine Analyse von Start-Stopp-Vorgängen zu ermöglichen. Mit der Drehzahlerfassung durch Resolver treten diese Probleme nicht auf, da die Rotorwinkelposition bereits im Stillstand ausgegeben wird. 2 Basisanalysen für das NVH-Verhalten von E-Fahrzeugen Bei der akustischen Beurteilung von Elektroantrieben können die klassischen Analyseverfahren aus dem NVH-Bereich genutzt werden, wie Pegelbetrachtungen, Frequenzanalysen, Oktav- und Ordnungsanalysen. Die Ordnungsanalyse, mit der sich die drehfeldbezogene Anregung quantisieren lässt, wurde dazu um die bei Inverter-gesteuerten Antrieben auftretenden pulsweitenmodulierten (PWM) Ordnungen erweitert. Das Campbell-Diagramm in Abbildung 2 zeigt die Modulationen links und rechts der PWM-Frequenz und deren erster Harmonischen. Diese Frequenzfächer sind ebenso im Stromsignal enthalten und deshalb mit einer Kraftanregung im Motor identifizierbar. Bild 2: Ordnungen durch Pulsweitenmodulation Besonders störend sind Einflüsse, deren Ordnungslinien mit steigender Drehzahl in der Frequenz abfallen und Ordnungen schneiden, die aus dem Diagrammursprung aufsteigen. Diese Überlagerung lässt faktisch immer auf eine Überhöhung der Pegel für diese Betriebspunkte schließen. Für Verbrennungsmotoren stellt ein sattes Klangbild zumindest bei sportlich abgestimmten Fahrzeugen eine Produkteigenschaft dar. Beim Elektro-Antrieb jedoch ist die Akzeptanzschwelle des Kunden für Antriebsgeräusche vergleichsweise niedrig. Hochfrequente, tonale Geräuschanteile werden selbst mit geringen Pegeln als störend empfunden. Demnach gewinnen psychoakustische oder relationsbezogene Analysen bei Elektroantrieben an Bedeutung. Moderne NVH-Analysesysteme bieten vielseitige 133 11 NVH für die E-Mobilität Möglichkeiten, einerseits die klassischen, psychoakustischen Analysen zu nutzen, aber auch weitere Analysen zu gestalten. Beispielsweise kann durch ein In-Beziehung-Setzen einzelner Ordnungen zum umgebenden Geräuschteppich deren Prägnanz bestimmt werden, was dann in einen Verzielungsprozess der Antriebskomponente einfließt. 3 Typprüfung von Hybrid und Elektrofahrzeugen Für Fahrzeuge, die rein elektrisch bewegt werden können, kommen zu den etablierten Regularien der Typprüfung die sogenannten AVAS-Messungen (Acoustic Vehicle Alerting System) hinzu. Die Norm UN-ECE R138 definiert zum einen die Wahrnehmung von Fahrzeugen bei niedrigen Geschwindigkeiten, zum anderen wie sich das Klangbild bei Beschleunigungen des Fahrzeugs ändern soll. Dies dient u. a. der Sicherheit von Fußgängern oder seheingeschränkten Personen im Straßenverkehr. Bild 3: Versuchsaufbau zur Messung gemäß UN-ECE R138 [3] Messungen gemäß UN-ECE R138 können sowohl auf der Messstrecke als auch in Außengeräuschprüfständen durchgeführt werden, sprich als reale oder simulierte Vorbeifahrt. Abbildung 3 illustriert den Aufbau für die reale Vorbeifahrt. Die Messungen erfolgen mit unterschiedlichen konstanten Geschwindigkeiten: 10 km/ h, 20 km/ h vorwärts und 6 km/ h rückwärts. Sie werden jeweils an der AA‘bzw. BB‘-Linie gestartet und umfassen eine Distanz von 20 m. Die Messmikrofone befinden sich auf der PP‘- Linie im Abstand von 2 m von der Mittellinie der Messtrecke. Bei Prüfstandsmessungen der simulierten Vorbeifahrt werden die Messungen entweder auf einer Akustikrolle oder im Stillstand durchgeführt. Wichtig ist hierbei, dass die Messung mindestens 5 s dauert und das AVAS-System die aktuelle Fahrgeschwindig- 134 11 NVH für die E-Mobilität keit eingespeist bekommt. Zusätzlich zu den Betriebsmessungen werden zur eindeutigen Beurteilung der Wahrnehmbarkeit noch Hintergrundgeräusch-Messungen durchgeführt. Für diese werden der Maximalpegel und die Pegelbereiche (Min-Max) bestimmt. In einem ersten Schritt wird zunächst der Pegel von je 4 Durchläufen bei 10 km/ h, 20 km/ h vorwärts und 6 km/ h rückwärts bestimmt und eine Korrektur bezüglich des Hintergrundgeräusches durchgeführt, die insbesondere zum Tragen kommt, wenn Messung und Hintergrundgeräusch eine geringe Pegeldifferenz aufweisen. Es werden beide Mikrofonsignale ausgewertet und zur weiteren Analyse das mit dem geringeren Pegel herangezogen. In einem weiteren Schritt werden die Terzspektren im Frequenzbereich von 160 Hz bis 5 kHz betrachtet und der maximale Schalldruckpegel L max bei Durchfahrt des Fahrzeugs. Mindestens zwei Frequenzbänder müssen einen definierten Wert überschreiten; eines davon muss im Frequenzbereich unter 1.600 Hz liegen. Um die Wahrnehmung einer Geschwindigkeitsänderung bzw. Beschleunigung zu gewährleisten, wurde die Anforderung eines sogenannten „Frequency-Shift“ eingeführt, die besagt, dass die dominanten Frequenzen bei einer Geschwindigkeitsänderung von 1 km/ h mindestens um 0,8 % ansteigen bzw. abfallen müssen. Hierfür werden Messungen bei 5 km/ h, 10 km/ h, 15 km/ h und 20 km/ h durchgeführt, ein gemitteltes Spektrum berechnet und die Frequenzspitzen ausgewertet. Diese Manöver müssen zusätzlich zu den klassischen Durchläufen gefahren werden; oft noch ergänzt durch die komplexen Nachweise zur Konformität mit der ASEP (Addition Sound Emission Provisions, UN-ECE R51.03, Anhang 7). Moderne Vorbeifahrtmesssysteme unterstützen den Anwender durch eine auftragsbasierte Arbeitsweise. Die zu evaluierenden Manöver können in einem einzigen Arbeitspaket übergeben werden. Dieses lässt sich sukzessive abarbeiten, sodass alle für die Zulassung wesentlichen Aspekte beachtet werden. 4 TPA-Methoden Transferpfad-Analyse-Methoden (TPA-Methoden) versuchen Systembeschreibungen für aktive Komponenten (z. B. Antrieb A), passive Komponenten (z. B. Chassis B) und deren Zusammenbau (Integration AB) zu liefern. a) b) Bild 4: Transferpfadproblem [4] Abbildung 4a veranschaulicht das sogenannte Transferpfad-Problem. Vereinfacht dargestellt, betrachtet man ein Gesamtsystem 𝐴𝐵 bestehend aus einer aktiven Komponente 𝐴 und einer passiven Komponente 𝐵, beispielsweise Motor und Karosserie. Innerhalb der aktiven Struktur wird eine Kraft 𝑓 eingeleitet, welche am Punkt 𝑢 an die 135 11 NVH für die E-Mobilität passive Struktur weitergegeben und an der Antwortposition 𝑢 beobachtet wird. Um das Übertragungsverhalten genauer beschreiben zu können, bietet es sich an, die Struktur, wie in Abbildung 4b dargestellt, freizuschneiden und die Kräfte an der Fügestelle detailliert zu beschreiben. Es wird hierbei angenommen, dass am Indikatorpunkt 𝑢 die Kraft 𝑔 aus der aktiven Struktur als Kraft 𝑔 in die passive Struktur eingeleitet wird. Die Gesamtstruktur wird somit von der Gegenkraft zusammengehalten. [5] Es gibt daher effektiv drei zu bestimmende Faktoren: 1. Kraftanregung 2. Fügestellenkräfte 3. Transferpfade bzw. Beiträge. 4.1 Dynamic Substructuring & Blocked Force Für eine anbindungsunabhängige Beschreibung des dynamischen Verhaltens aktiver Komponenten im Fahrzeug stellt sich die Frage, welche Kräfte die einzelne isolierte, aktive Komponente in ein System einbringt. Die klassische TPA betrachtet immer das gesamte System. Der Einfluss von Modifikationen einzelner Subsysteme, wie beispielsweise ein modifizierter Klimakompressor, kann nicht vorhergesagt werden. Daher muss für jede Änderung das gesamte System von neuem vermessen werden. Beschleunigungen, die in einem Subsystem 𝐴𝐵 bestimmt wurden, können für die Bewegungen nicht einfach auf ein System 𝐶𝐵 mit derselben Antwortseite übertragen werden. Die komponentenbasierte TPA beschreibt daher die Anregung mit sogenannten „Equivalent Forces“ bzw. „Blocked Forces“ (Sperrkräfte). Diese sind eine elementare Eigenschaft der aktiven Struktur. [6] Der klassische Ansatz geht von einer im Verhältnis zum Prüfling nahezu unendlich steifen Passivseite für den relevanten Frequenzbereich aus. Die Betriebskräfte der aktiven Komponente werden mittels Kraftmessdosen direkt erfasst. Dieser Ansatz vernachlässigt die zusätzlichen, zu den translatorisch wirkenden Kräften, aber besonders für hohe Frequenzen maßgeblichen rotatorischen Freiheitsgrade der Momente. Frequenzbasierte Substrukturtechniken (FBS) setzen auf eine endlich steife, experimentell beschreibbare Anbindung. [6] Die Methode der „Virtual Point Transformation“ [7] bezieht neben den äquivalenten Kräften auch die äquivalenten Momente in die Beschreibung der aktiven Komponente mit ein. Dies ermöglicht die Modellbildung für höhere Frequenzbereiche, was besonders für Elektrofahrzeuge nützlich ist. Software-Applikationen, die es ermöglichen, experimentell gewonnene Modelle frei mit Simulationsmodellen zu kombinieren, unterstützen die Methode des Dynamic Substructuring. [8] Erfolgreiche Beispiele für das „Dynamic Substructuring“ sind neben der Integration von Nebenaggregaten, wie elektrischer Klimakompressoren und elektrischer Lenkung, auch das Abbilden komplexer Antriebsintegrationen. Abbildung 5 zeigt die drei Subsysteme, die mithilfe des Dynamic Substructuring abgebildet wurden. 136 11 NVH für die E-Mobilität Bild 5: Elektrische Antriebseinheit, Gummibuchsen, Hilfsrahmen [8] In einem Projekt mit einem Automotive-OEM wurden dabei die Möglichkeiten für ein „System-äquivalentes Model Mixing“ erarbeitet und anschließend erfolgreich im „Zusammenbau“ validiert. [9] Mithilfe des Dynamic Substructuring lässt sich demnach die Verzielung von Komponenten für verschiedene Kombinationen der NVH-Integration bei Elektrofahrzeugen effektiv gestalten. 4.2 Operationelle Transferpfad-Analyse (OTPA) Zu einem späteren Zeitpunkt im Entwicklungszyklus sind alternative, weniger aufwendige Methoden erforderlich, um die einzelnen Quellbeiträge und deren Pfade zum Empfangspunkt zu beschreiben. Häufig soll der Ursprung eines Störgeräusches oder einer unerwünschten Vibration analysiert und abgestellt werden. So kann das im Fahrzeuginnenraum hochfrequente, tonale Geräusch eines Nebenaggregats als störend empfunden werden. Die Quelle aber ist in einem Entwicklungsstadium, welches keine umfänglichen Änderungen mehr erlaubt. Ein Optimierungspotenzial ist ausschließlich im Übertragungsverhalten zu finden. Entscheidend ist, möglichst schnell eine Problemlösung zu erarbeiten. Dabei kommt die Operationelle Transferpfad-Analyse (OTPA) zum Einsatz. Da die Betriebskräfte an den Koppelstellen für die Berechnung der Übertragungsfunktionen bzw. Beiträge bezogen auf die Antwortposition und deren Ranking nicht benötigt werden, kann auf das aufwendige Zerlegen und Klopfen des Fahrzeugs verzichtet werden, um die einzelnen Beträge zu erhalten. [5] Die OTPA, basierend auf der Crosstalk Cancelation (CTC) mittels Singulärwert-Zerlegung (SVD), ist eine Methode zur Bestimmung linearisierter Übertragungsfunktionen zwischen gemessenen Input- und Output-Kanälen, wobei die gefundenen Übertragungsfunktionen linear unabhängig voneinander sind. Als Eingangskanäle eignen sich nicht nur Messgrößen, die eine klassische Anregung beschreiben, wie etwa eine Lagerkraft. Es können auch andere Indikatoren mit unterschiedlichsten Messgrößen verwendet werden, die als Beitrag eines Pfades oder einer Quelle interpretiert werden. 137 11 NVH für die E-Mobilität Unter der Annahme, dass nicht-lineare Terme vernachlässigbar sind, lässt sich der Zusammenhang zwischen Eingangsgrößen x(jω) und Ausgangsgrößen y(jω) beschreiben durch: 𝐻(𝑗𝜔)𝑥(𝑗𝜔) = 𝑦(𝑗𝜔). 𝐻(𝑗𝜔)𝑥(𝑗𝜔) = 𝑦(𝑗𝜔). (4) Die OTPA-Methode basiert auf dem Ansatz, dass bei Betriebsmessungen alle relevanten Anregungen gleichzeitig wirken. 𝑥 ( ) … 𝑥 ( ) 𝐻 ⋯ 𝐻 ⋮ ⋱ ⋮ 𝐻 ⋯ 𝐻 = 𝑦 ( ) … 𝑦 ( ) . (5) Dabei sind m und n die Anzahl der Input- und Output-Kanäle. Aus gemessenen Input- und Output-Signalen ist die Übertragungsfunktionsmatrix H ij zu bestimmen. Für eine einzelne Messung ist das nicht möglich, da die Gleichung (5) unterbestimmt ist. In der Praxis wird häufig über eine längere Zeit gemessen, während der die Anregung variiert wird (z. B. Drehzahl- oder Last-Hochläufe oder Ausrollmessungen). Über die gesamte Messzeit werden viele Datensätze (FFT-Blöcke) gesammelt. Bei variierender Anregung entspricht jeder Datensatz einer Beobachtung des Systems in einem anderen Anregungszustand. Bei einem linearen System sollte das Übertragungsverhalten unabhängig von der Anregung sein, d. h. die Gleichung (5) gilt für jeden Datensatz 𝐻 = (𝑋 𝑋) 𝑋 𝑌 = 𝑋 𝑌. (6) Die Lösung der Gleichung erfolgt für jede Frequenzlinie des FFT-Spektrums separat. Multipliziert man die Gleichung (4) von links mit X T und berücksichtigt, dass das Residuum nicht durch die Input-Kanäle abgebildet wird, d. h. X T µ=0, so kann man die Transfermatrix berechnen, wobei die Matrix X + als Pseudoinverse von X bezeichnet wird. [10] Dieses Werkzeug erlaubt ein effektives Troubleshooting eines vibroakustisch auffälligen Prototypen. Damit können beispielsweise, wie in Abbildung 6 dargestellt, die einzelnen Schallbeiträge eines Hybridfahrzeugs für die Fahrmodi: „Verbrenner“ und „Elektrisch“ verglichen werden, um ein tieferes Verständnis in das an sich komplexe Übertragungsverhaltens im Fahrzeug zu erlangen. 138 11 NVH für die E-Mobilität Bild 6: Schallbeiträge-Vergleich der einzelnen Modi Eine nachgeschaltete Response Modification Analysis (RMA) gibt Hinweise auf Pfade, die besonders sensibel auf eine Modifikation reagieren. [11, 12] Um aus den Ergebnissen der OTPA und der RMA wirksam Änderungsmaßnahmen ableiten zu können, ist es empfehlenswert, die Beiträge der maßgeblichen Hauptkomponenten mittels Principal Component Contribution Analysis (PCCA) getrennt zu betrachten. [13, 14] Die Schwingformen der Körperschallanregungen beispielsweise, können durch einfach erklärbare Maßnahmen zu verbesserten Konstellationen bezüglich des Übertragungsverhaltens verändert werden. 5 Ganzheitliches Prüfstandskonzept Bislang findet die Entwicklung der Motor-Performance von Elektroantrieben häufig unabhängig von der NVH-Entwicklung statt. An den Leistungsprüfständen werden die optimalen Kennfelder herausgefahren und bestehende Modelle validiert. Anschließend durchläuft der Prototyp, neben anderen Tests, eine vibroakustische Prüfung auf einem NVH-Prüfstand zur Validierung oder Problemanalyse mit anschließenden Vorschlägen zu Änderungsmaßnahmen. Dieses sequenzielle Vorgehen, in dem jeweils ein einzelner Ausschnitt betrachtet wird, birgt die Gefahr, dass zuweilen gegenläufige Änderungsmaßnahmen im Zielkonflikt angestrebt werden. Sollen Prüfstandskapazitäten und die Anzahl der Prototypen weiter reduziert werden, um die Entwicklung noch effektiver zu gestalten, lässt sich dies durch den Ansatz, möglichst viele Zielgrößen in einem Prüfaufbau zu untersuchen, verfolgen. In der Signalanalyse von Leistungs- und NVH-Daten gibt es viele Gemeinsamkeiten. Diese existierenden Synergien lassen sich nutzen, um die Wechselwirkungen von Änderungen hinsichtlich Performance und NVH-Verhalten zu betrachten. Gängige Analysen im NVH-Bereich sind neben den Analysen im Zeitbereich die Frequenzanalyse, Ordnungsanalyse und winkelbezogene Analysen, die ebenfalls für Betrachtungen von 139 11 NVH für die E-Mobilität Strom und Spannung, als Wechselgrößen rotierender Magnetfelder beim E-Motor, das Systemverständnis erhöhen. Die Zeitrohdaten von Strom und Spannung sind von qualitativem und quantitativem Interesse. Sie können analog durch die dafür üblichen Sensoren erfasst werden. Abbildung 7 zeigt im Detail das pulsweitenmodulierte Spannungssignal des Inverters und das daraus resultierende modulierte, annähernd sinusförmige Stromsignal. Bild 7: Hochaufgelöste Strom und Spannungssignale für einen Strang Eine hohe zeitliche Abtastung, die mindestens um den Faktor 10 größer sein sollte, als bei einer klassischen NVH-Messung ist zur Beurteilung der Performance eine notwendige Voraussetzung, um die teils extrem kurzen Spannungspulse überhaupt quantisierbar zu machen. Um nachfolgend Korrelationen zwischen den elektrischen und den NVH-Größen durchzuführen, ist es notwendig, diese dynamischen Daten zeitsynchron zu erfassen. Dies kann beispielsweise durch das Synchronisieren eines NVH- Messsystems mit einem Leistungsmesssystem oder durch die Verwendung von Hochfrequenzmodulen im NVH-Datenerfassungssystem erfolgen. Informationen aus digitalen Bussen, sowohl antriebsals auch prüfstandsseitig, vervollständigen die Informationen durch die Bereitstellung der relevanten, transienten Parameter des elektrischen Antriebs. 5.1 Performance Zeitlich hochaufgelöste Signale von Strangströmen und Strangspannungen lassen sich für weiterführende Analysen im Zeitbereich nutzen. Einerseits um zeitlich hochaufgelöste Strangleistungen zu berechnen, andererseits um diverse elektrische Größen, wie Effektivspannung U eff , Effektivstrom I eff , Wirkleistung P, Scheinleistung S und Blindleistung Q als Pegel zu bestimmen. Mithilfe der in der Akustik etablierten Analyse eines Ordnungskreuzleistungsspektrums kann auch die Phasenverschiebung zwischen Strom und Spannung im Drehfeld bestimmt werden. Verschiebe-Blindleistung Q shift , Verzerr-Blindleistung Q dist und Leistungsfaktor 𝜆 lassen sich damit abschätzen. [15] 𝑄 = 𝑆 − 𝑃 = 𝑄 − 𝑄 (7) 140 11 NVH für die E-Mobilität 𝜆 = 𝑃 𝑆 (8) (Blindleistung 𝑄, Scheinleistung 𝑆, Wirkleistung 𝑃, Verschiebe-Blindleistung 𝑄 , Verzerr-Blindleistung 𝑄 Leistungsfaktor 𝜆) Änderungen in der Ansteuerung können somit unmittelbar sichtbar gemacht werden. 5.2 Korrelation Die zeitsynchrone Erfassung der Leistungsdaten mit den NVH-Daten erlaubt es, am Akustik-Prüfstand die Auswirkung der vibroakustischen Anregungsmechanismen aufzuzeigen. Strukturoptimierungsmaßnahmen am Elektromotorgehäuse gegen die Ausbreitung der Hauptkraftformen durch die Kräfte im Luftspalt können direkt validiert und die Ergebnisse zur Aktualisierung von Simulationsmodellen herangezogen werden. Bild 8: Spektrale Darstellung von Schalldruckpegel (dB) und Strom (logarithmisch) Ferner lässt sich durch Kenntnis der elektrischen Größen und mechanischen Komponenten, wie Lagerbeschaffenheit und Übersetzungsverhältnisse, der jeweilige Anregungsmechanismus isolieren, um daraufhin gezielt Schallminderungsmaßnahmen anzusetzen. Darüber hinaus können die Ansteuerungsstrategien des Inverters nicht nur bezüglich der Leistung, sondern simultan auch bezüglich des NVH-Verhaltens validiert werden. 6 Fazit/ Ausblick Die Elektromobilität hat im Bereich der NVH neue Herausforderungen, aber auch Chancen zur Optimierung in der Produktentwicklung geschaffen. E-Antrieb-spezifische Phänomene am Fahrzeug können nach einigen Erweiterungen in der Messtechnik und Analyse quantifiziert und verzielt werden. Spezifische Normen und Regularien, beispielsweise zur Typprüfung, sind bereits in der Praxis etabliert. Großes Potenzial für eine noch effektivere NVH-Entwicklung ist in der freien Kombinierbarkeit von Simulationsmodellen mit testbasierten Modellen zu sehen. Durch Fort- 141 11 NVH für die E-Mobilität schritte im Rapid Prototyping (3D-Druck) können an Stellen, an denen Simulationsmodelle zu aufwendig und teuer werden, mittels „Dynamic Substructuring“ experimentelle Modelle in den virtuellen Zwilling integriert werden. Dadurch lassen sich im frühen Entwicklungsstand Zeitkonflikte entschärfen, da die einzelnen, veränderten Komponenten jederzeit in das Modell integriert werden können. Verbesserte Methoden in der OTPA erlauben eine gezieltere Untersuchung der reduzierten Anzahl kompletter Fahrzeug-Prototypen. Dadurch kann in einem späten Entwicklungsstatus auf etwaige Beanstandungen des NVH-Verhaltens des Fahrzeugs reagiert werden. Der aus Kostengründen geringer werdenden Anzahl von Prototypen auf Antriebsseite kann mit Konzepten begegnet werden, die den Prüfling in einem Prüfaufbau übergreifend validieren. Mit der weiteren Etablierung von E-Mobilität werden sich die Anforderungen der Verbraucher hinsichtlich Komfort, Dynamik und Usability von E-Fahrzeugen weiter wandeln. Mit gezielten Maßnahmen in der akustischen Ausgestaltung lässt sich darauf reagieren. Dies wird weitere Veränderungen im Bereich der NVH mit sich bringen. Literatur [1] Elmar Schröder, Produktbroschüre „m | multimic“, Müller-BBM Acoustic Solutions GmbH, Planegg, 2019 [2] Elmar Schröder: Mikrofonarray-Vorrichtung und Verfahren. Offenlegungsschrift DE 10 2017 208 256 A1 2018.11.22., Deutsches Patent- und Markenamt, München 2018 [3] Addendum 137: UN Regulation No. 138, Revision 1, Agreement Concerning the Adoption of Harmonized Technical United Nations Regulations for Wheeled Vehicles, Equipment and Parts which can be Fitted and/ or be Used on Wheeled Vehicles and the Conditions for Reciprocal Recognition of Approvals Granted on the Basis of these United Nations Regulations* (Revision 3, including the amendments which entered into force on 14 September 2017), ECE/ TRANS/ WP.29/ 2016/ 26, ECE/ TRANS/ WP.29/ 2017/ 6, ECE/ TRANS/ WP.29/ 2017/ 7, as amended by paragraph 67. of the report (ECE/ TRANS/ WP.29/ 1129), Date of entry into force: 10 October 2017 [4] M.V. van der Seijs, et al., General framework for transfer path analysis: History, theory and classification of techniques, Mech. Syst. Signal Process. (2015), http: / / dx.xoi.org/ 10.1016/ j.ymssp.2015.08.004 [5] D. Arsic, M. Pohl, D. de Klerk, M. van der Seijs, Framework zur Transferpfadanalyse in der Fahrzeugentwicklung, ATZextra, Mai 2017, Automotive Engineering Partners, Springer Fachmedien [6] D. de Klerk, D.J. Rixen, Component transfer path analysis method with compensation for test bench dynamics, Mechanical Systems and Signal Processing 24 (2010) 1693-1710, 2010, doi: 10.1016/ j.ymssp.2010.01.006, www.elsevier.com/ locate/ jnlabr/ ymssp 142 11 NVH für die E-Mobilität [7] M. van der Seijs, D. van den Bosch, D.J. Rixen, D. de Klerk, An improved methodology for the virtual point transformation of measured frequency response functions in dynamic substructuring, Conference Paper, 4th ECCOMAS Thematic Conference on Computational Methods in Structural Dynamics and Earthquake Engineering, Kos Island, Greece, 12-14 June 2013, COMPDYN 2013, DOI: 10.7712/ 120113.4816.C1539, veröffentlicht auf ResearchGate https: / / www.researchgate.net/ publication/ 316049538_An_improved_methodology_for_the_virtual_point_transformation_of_measured_frequency_response_functions_in_dynamic_substructuring [8] VIBES.technology, DIRAC und SOURCE Software, veröffentlicht und beschrieben auf https: / / www.vibestechnology.com/ , 2019-08-02 [9] E. Pasma, S. Klaassen, L. Nieuwenhuijse, M. van der Seijs, D. Lennström, Application of System Equivalent Model Mixing (SEMM) to model the structural dynamic properties of a complex vehicle component using numerical and experimental data, Conference Paper, September 2018, veröffentlicht auf https: / / www.researchgate.net/ publication/ 327631878 [10] C. Schmidt, M. Lohrmann, Reduzierung des Integrationsaufwandes durch virtuelle Grenzmuster mit Hilfe der OTPA, Conference Paper, Motor- und Aggregate-Akustik, 8. Magdeburger Symposium, Tagungsband, Publisher: Otto-von- Guericke-Universität Magdeburg, IMS-EMA, Editors: Hermann Rottengruber, Wilfried Henze, Tommy Luft, pp. 117-136, 2014 [11] A. Grosso, M. Lohrmann, Operational Transfer Path Analysis: interpretation and understanding of the measurement results using Response Modification Analysis (RMA), 9th International Styrian Noise, Vibration & Harshness Congress: The European Automotive Noise Conference, SAE Technical Paper 2016-01- 1823, 2016, https: / / doi.org/ 10.4271/ 2016-01-1823 [12] D. Arsic, M. Pohl, A Framework for Sensitivity Analysis of Transfer Paths combining Contribution Analysis and Response Modification Analysis, 24 th International Congress on Sound and Vibration (ICSV24), 23-27 July 2017, London, United Kingdom [13] M. Nakatsuka, T. Miwa, J. Yoshida, Development of an Analytical Method for Rear Differential Gear Whine Noise Utilizing Principal Component Contribution by OTPA and CAE, Noise and Vibration Conference & Exhibition, SAE Technical Paper 2019-01-1555, 2019, https: / / doi.org/ 10.4271/ 2019-01-1555 [14] J. Yoshida, K. Tanaka, R. Nakamoto, K. Fukasawa, Combination Analysis of Operational TPA and CAE Technique for Obtaining High Contributing Vibration Mode, Noise and Vibration Conference and Exhibition, SAE Technical Paper 2017-01-1856, 2017, https: / / doi.org/ 10.4271/ 2017-01-1856 [15] T. Jäckle, Entwicklung und Applikation, ZES ZIMMER Electronic Systems GmbH, Leistungsmessung und deren theoretischer Hintergrund, Applikationsbericht 105 (Rev. 3.0), 2015, veröffentlicht auf https: / / www.zes.com/ de/ Service/ Downloads/ Dokumente/ Applikationsberichte/ 105-Leistungsmessung-undderen-theoretischer-Hintergrund 143 12 Wasserstoff und Brennstoffzelle - ein wichtiger Bestandteil zukünftiger emissionsfreier Mobilität Armin Diez Abstract In the discussion of emission-free drive concepts, the fuel cell plays a more and more important role especially in regard to commercial vehicle applications and long haul traffic. In addition to the extensive government subsidies for lithium-ion batteries, the PR China is increasingly focusing on financial support of fuel cell technology. Due to economies of scale this development will initiate a significant cost reduction which accelerates the market entry of fuel cell systems also in Europe. Kurzfassung In der Diskussion über emissionsfreie Antriebskonzepte spielt die Brennstoffzelle im Hinblick auf Nutzfahrzeuganwendungen und Fahrzeuge für größere Reichweiten eine zunehmend wichtigere Rolle. Neben der umfangreichen Förderung der Lithium-Ionen- Batterie konzentriert sich die Volksrepublik China zunehmend auf die Förderung von Brennstoffzellenantrieben. Diese Entwicklung wird über Skaleneffekte zu einer erheblichen Kostenreduzierung beitragen, die auch in Europa einen früheren Markteintritt von Brennstoffzellensystemen, als bislang erwartet, wahrscheinlich macht. 1 Main results Der technische Fortschritt, die Globalisierung und der Klimawandel haben erheblichen Einfluss auf Politik, Gesellschaft und Gesetzgebung. Die sich daraus abzeichnenden globalen Megatrends beeinflussen in vielfältiger Weise unser Leben und insbesondere auch geradezu revolutionär den Bereich Mobilität. Allerdings wird dieser Technologiewandel regional und zeitlich sehr unterschiedlich auswirken. In einigen Regionen werden die Märkte noch jahrzehntelang durch konventionelle Antriebe mit Verbrennungsmotor dominiert sein. In anderen Märkten, beispielsweise in Asien und insbesondere in China setzen sich die alternativen Antriebe deutlich schneller durch. In China wird die Elektromobilität „New Energy Vehicle“ einerseits aufgrund des unübersehbaren Handlungsbedarfs zur Reduzierung der hohen Smogbelastung in Städten forciert und andererseits weil in alternativen Antriebskonzepten Zukunftstechnologien gesehen werden, die für China eine besondere strategische wirtschaftliche Bedeutung haben. Wie auch in anderen Technologiebereichen spielt vor allem auch die direkte finanzielle Förderung von Technologien in China eine sehr große Rolle. Dies 144 12 Wasserstoff und Brennstoffzelle - ein wichtiger Bestandteil zukünftiger emissionsfreier Mobilität hat in den vergangen Jahren dazu geführt, dass die Entwicklung und Herstellung von Lithium-Ionen-Zellen, und zwar entlang der gesamten Wertschöpfungskette, massiv vorangetrieben wurde. Nachdem chinesische Zelllieferanten inzwischen auch im globalen Automobilgeschäft eine relevante Rolle einnehmen wird seit vergangenem Jahr die Förderung für Elektrofahrzeuge schrittweise bis 2020 reduziert. Davon nicht betroffen sind Brennstoffzellenfahrzeuge. So werden Busse mit Brennstoffzellenantrieb mit ca. 70.000€ pro Fahrzeug und Pkws mit knapp 30.000€ pro Fahrzeug gefördert. Damit lassen sich die Mehraufwendungen für ein Brennstoffzellensystem nahezu abdecken. Wir gehen davon aus, dass einige Pkw-Hersteller und so gut wie alle Bushersteller in den nächsten drei Jahren ein eigenes Brennstoffzellenfahrzeug vorstellen wollen. Dabei wird es sich zunächst noch um Pilotfahrzeuge handeln, die in Stückzahlen von bis zu wenigen tausend Fahrzeugen aufgebaut werden. Die Vorteile der Brennstoffzelle liegen weniger im Bereich des Verbrauchs sondern eher bei Reichweite und Betankungszeit. Mit ca. 150 Liter Tankvolumen lassen sich in einem Pkw Reichweiten von 450 bis 500 Kilometer darstellen und Betankungszeiten von drei bis vier Minuten erreichen. Mit diesen Werten differenziert sich die Brennstoffzellentechnologie klar von den typischen Nachteilen batterieelektrischer Fahrzeuge und bietet einen Nutzungskomfort der sich von herkömmlichen verbrennungsmotorangetriebener Fahrzeuge praktisch nicht mehr unterscheidet. Ein Thema das die Diskussion der alternativen Antriebe mit Recht ebenfalls beherrscht, ist die Diskussion um die gesamte Energiewandlungs- und Betankungsinfrastruktur. Sollte der gesamte Straßenverkehr elektrifiziert werden, müssten zum einen in gewaltigem Umfang neue Kraftwerke bzw. weitere Windparks und Photovoltaikanlagen errichtet werden und zum anderen eine auf nahezu allen Ebenen neue Verteilinfrastruktur aufgebaut werden. Die Infrastruktur für die Betankung mit Wasserstoff ist auch im Vergleich mit der heute noch unzureichenden Ladeinfrastruktur nur sehr rudimentär vorhanden. Attraktive Reichweiten im Pkw erfordern mittelfristig eine Betankung mit 700bar. Die heute verfügbaren 700bar-Tanksysteme sind aktuell noch sehr wartungsintensiv und auch störungsbehaftet. Wir halten diese Probleme für lösbar und sind der Meinung, dass sich mittelfristig die 700bar- Systeme gegenüber den 350bar-Systemen durchsetzen werden. Im Gegensatz zu einer flächendeckenden Ladeinfrastruktur, die mindestens teilweise sogar neue Mittelbzw. Hochspannungstrassen erfordert, kann eine Wasserstoff-Betankungsanlage autark z.B. auf bereits vorhandenen Tankstellen aufgestellt werden. Die Energiewende stellt die Energieversorger vor allem bezüglich räumlicher und auch zeitlicher Verfügbarkeit der Energie vor enorme Herausforderungen. Regenerative Energieerzeugung, allen voran die Wind- und Sonnenenergie, sind sehr volatil, d.h. die Stromeinspeisung ins Netz erfolgt nicht konstant sondern mit erheblichen tageszeitlichen und regionalen Schwankungen. Der Bedarf an elektrischer Energie ist ähnlich schwankend, allerdings ganz überwiegend nicht deckungsgleich mit der Energieeinspeisung. Daher spielen zweifellos Speichermöglichkeiten eine extrem wichtige 145 12 Wasserstoff und Brennstoffzelle - ein wichtiger Bestandteil zukünftiger emissionsfreier Mobilität Rolle für die komplette Energieerzeugung und vor allem auch die Wirtschaftlichkeit der regenerativen Energien. Hierzu kann Wasserstoff einen ganz entscheidenden Beitrag leisten. Die Herstellung von Wasserstoff durch Elektrolyse ist per se bereits ein volatiler Prozess, d.h. sowie Stromüberschüsse auftreten könnten diese direkt in Wasserstoffherstellung umgesetzt werden. Würden auch nur teilweise die alternativen Antriebe für den Straßenverkehr mit Brennstoffzelle dargestellt, könnte bereits heute überschüssige elektrische Energie ohne sofortigen Netzausbau und zusätzliche Kraftwerksneubauten für das elektrische Fahren genützt werden. Die indirekte Speicherung überschüssiger regenerative Energie in Form von Wasserstoff könnte zu einer nahezu hundertprozentigen Verwertung der Stromüberschüsse führen. Dies trägt zu mehr Wirtschaftlichkeit der regenerativen Energieerzeugung bei, und stellt vor allem auch, anders als batteriebetriebene Fahrzeuge, deren CO 2 -Bilanz ja vom jeweiligen Strommix abhängt, einen nahezu CO 2 -freien Betrieb des Straßenverkehrs dar. ElringKlinger begann vor nahezu 20 Jahren mit der Entwicklung von Komponenten für Brennstoffzellenstacks, wie z.B. metallisch geprägte Bipolarplatten, Kunststof-Medienmodule und integrierte Dichtungslösungen. Der Fokus lag dabei besonders auf material- und prozessorientierten Designs, mit dem Ziel ein Produkt für eine möglichst wirtschaftliche und automotive taugliche Volumenproduktion zu erreichen. Die Komponentenentwicklung hängt sehr eng mit der Funktion und damit dem gesamten Stack-Design zusammen. Daher wurde eine eigene Brennstoffzellen-Stackentwicklung vorangetrieben. Die inzwischen gezeigten Leistungsdaten des ElringKlinger-Stacks - insbesondere was die volumetrische Leistungsdichte anbetrifft können sich durchaus dem globalen Benchmark- Vergleich renommierter OEMs stellen. Auf dem Weg zur Erreichung eines technisch funktionellen und gleichzeitig wirtschaftlichen Optimums sind zahlreiche Einflussgrößen zu berücksichtigen und abzuwägen. Ein klassisches Beispiel hierfür ist beispielsweise die Entwicklung einer Bipolaplatte. Betrachtet man ausschließlich funktionelle Aspekte bezüglich Flow-Field oder verlustarme elektrische Kontaktierung, wird man bei sehr filigranen jedoch kaum herstellbaren und erst recht unwirtschaftlichen Lösungen enden. Einerseits ist die Effizienz eines Designs in höchstem Maße auch für die Wirtschaftlichkeit ausschlaggebend, da eine geforderte Leistung eben mit weniger Einzelzellen erreicht werden kann. Andererseits müssen für eine kostenoptimierte Volumenproduktion neben möglichst niedrigem Materialaufwand auch insbesondre stabile Prozesse installiert sein. Nachdem ElringKlinger sowohl über umfangreiche Erfahrung sowie hohe technische Kompetenz im Bereich Brennstoffzellen-Stackentwicklung verfügt, als auch auf sehr breites Prozess-, Werkzeug- und Produktions- Know-How zurückgreifen kann, konnte bereits von Anfang an zielgerichtet ein funktionelles Optimum unter Berücksichtigung wirtschaftlicher Aspekte einer Volumenproduktion angestrebt werden. 146 12 Wasserstoff und Brennstoffzelle - ein wichtiger Bestandteil zukünftiger emissionsfreier Mobilität 2 Conclusions and Summary Mit dem sich in China abzeichnenden Trend zu Brennstoffzellenantrieben und der umfangreichen staatlichen Förderung ist lokal mit einem rapiden Marktwachstum in den nächsten drei bis fünf Jahren zu rechnen. Der technologische Reifegrad verfügbarer Brennstoffzellenkomponenten ist für den Einsatz in Versuchsflotten bereits heute verfügbar. Eine Industrialisierung der meisten Komponenten und der dadurch erzielbaren Kostenreduzierungen ist durch die zu erwartenden Volume sehr wahrscheinlich. Insgesamt wird in den nächsten zehn Jahren eine Kostenreduzierung um Faktor zehn als erreichbar angesehen. Damit wird ein früherer Markteintritt von Brennstoffzellensystemen auch in Europa und ggf. USA ermöglicht. 147 13 hyPowerRange - Direktgekoppelter hybrider Energiespeicher für Elektrofahrzeuge - Entwicklung, Systemintegration, Energie- & Thermomanagement Matthias Puchta, Michael Schwalm, Philipp Jankowski, Florian Miller, Uwe Jörg Blume, Florian Fritzsche, Thomas Mückenhoff, Rüdiger Zinke, Andreas Rupp, Stefan Kater, Felix Wachter, Michael Sonnekalb, René Schmerer, Pascal Best Abstract A problem with Li-ion batteries is that performance and energy content cannot be designed separately from each other, which in terms of design space and weight usually leads to a non-optimal battery design for the respective vehicle. Depending on the application, either high-energy cells or high-performance cells are used. High-energy cells have a higher energy density than high-performance cells, but can absorb or dissipate less energy at the same volume. The application of high-performance cells usually limits the range of vehicles severely. High-energy cells are predominantly used in the vehicles leading to lower performances during acceleration or recuperation. Kurzfassung Ein Problem bei Li-Ionen Batterien ist, dass Leistungsfähigkeit und Energieinhalt nicht getrennt voneinander ausgelegt werden können, welches in Bezug auf Bauraum und Gewicht meist zu einem nicht optimalen Batteriedesign für das jeweilige Fahrzeug führt. Je nach Anwendung werden entweder Hochenergiezellen oder Hochleistungszellen verwendet. Hochenergiezellen besitzen eine höhere Energiedichte als Hochleistungszellen, können jedoch bei gleichem Volumen weniger Leistung aufnehmen oder abgeben. Da eine Anwendung von Hochleistungszellen die Reichweite des Fahrzeuges meist stark einschränkt, werden überwiegend Hochenergiezellen in den Fahrzeugen eingesetzt, die jedoch zu geringeren Leistungen beim Beschleunigen oder Rekuperieren führen. 1 Einführung Das Ziel dieses Projektes ist es durch die Entwicklung und den Aufbau eines modularisierten hybriden Energiespeichers die Faktoren Reichweite, Kosten, Kühlbedarf, Leistung und Lebensdauer von Elektrofahrzeugen zu verbessern bzw. modular aufeinander abzustimmen. Der Begriff hybrid ergibt sich in diesem Anwendungsszenario aus der Verschaltung von mindestens zwei verschiedenen Zelltypen innerhalb eines Batteriemoduls bzw. Batteriesystems. Im Gegensatz zu bisherigen Projekten wird die hybride Batterie nicht über Stromrichter aufgebaut, sondern aus Gewichts- und Kostengründen direkt auf der DC-Seite verschaltet (direktgekoppelt). Des Weiteren werden im Projekt weitere reichweitenverlängernden Maßnahmen angewandt. So wird die 148 13 hyPowerRange - Direktgekoppelter hybrider Energiespeicher für Elektrofahrzeuge - Entwicklung, Systemintegration, Energie- & Thermomanagement hybride Batterie in ein übergeordnetes, dafür optimiertes Energie- und Thermomanagement im Fahrzeug eingebunden sein. Weiterhin ist der Einsatz von Wärmepumpen im Fahrzeug und eine prognosebasierte, in Bezug auf Reichweite optimierte, Batterie- und Fahrzeugtemperierung mit thermischer Vorkonditionierung aus dem elektrischen Netz vorgesehen. Die entwickelte hybride Batterie wird anschließend in ein Elektrofahrzeug integriert und sowohl im Fahrbetrieb als auch im Betrieb am elektrischen Netz getestet und demonstriert. Mit der Innovation, dass die hybride Batterie durch eine direkte Verschaltung der Li- Ionen Zellen durchgeführt wird, wird es möglich sein, die Vorteile verschiedener Speichertypen (Hochleistungsbatterien, Hochenergiebatterien) kostengünstig miteinander zu kombinieren. So lassen sich hohe Leistungen aus der mit geringen thermischen Verlusten behafteten Hochleistungsbatterieteil entnehmen, geringere Leistungen werden entsprechend aus der Hochenergiebatterieteil entnommen. Bei entsprechend korrekter Auslegung kann durch die Hybridisierung die Lebensdauer des Speichers erhöht und das Gewicht der Kühlanlage reduziert werden. Der Speicher besitzt folgende geplante Kenndaten:  Direktverschaltung - Verzicht auf DC/ DC-Wandler zur Verschaltung von Hochleistungsspeicher und Hochenergiespeicher.  Das hyPowerRange Konzept soll im Vergleich zu einer herkömmlichen Zellauslegung eine Leistungssteigerung von ca. 50% bei gleichzeitiger Reduzierung des Bauraums und des Gewichtes um ca. 10% erreichen. (Annahme der gleichen Batteriekapazität für herkömmliches & neues Konzept). Zusätzlich entfällt der DC/ DC-Wandler  Modularer Aufbau, Nennspannung wird an den Antriebsstrang angepasst. Besondere Herausforderungen liegen insbesondere in der Entwicklung und dem Aufbau des hybriden Batteriespeichers, da der elektrische und thermisch-optimierte Betrieb deutlich komplexer ist als von einem herkömmlichen Li-Ionen Speicher und mehr Schnittstellen vorhanden sind. Damit zusammenhängend ergeben sich neue Herausforderungen auch für die Systemintegration des Speichers ins Fahrzeug und der Entwicklung neuer Strategien für das Energie- und Thermomanagement, die erstmalig für einen direktgekoppelten hybriden Speicher entwickelt werden. Dieses wird im Projekt durch entsprechende Prüfungen und Simulationen adressiert. 2 Hybridisierung und Modularisierung Ziel der Modularisierung ist es die für jedes Elektrofahrzeug stark unterschiedlichen Zielwerte Leistung, Kapazität und Gewicht besser für die jeweilige Anwendung erreichen zu können, sodass die hybride Batterie einen Kompromiss aus „Power“ und „Range“ darstellt. Dazu zeigen die nachfolgenden Abbildungen 1-3 einen beispielhaften Vergleich zwischen dem hyPowerRange Batteriekonzept und einer HE- und HP-Auslegung der Zellen. Sie zeigen, wie die Auslegung von Leistung, Kapazität und Gewicht im Gegensatz zueinanderstehen. In besonderen Fällen mit bestimmten Anforderungen kann mit ei- 149 13 hyPowerRange - Direktgekoppelter hybrider Energiespeicher für Elektrofahrzeuge - Entwicklung, Systemintegration, Energie- & Thermomanagement nem einzelnen Zelltyp die Batterie nicht alle Parameter gleichzeitig erfüllen. Die definierten Zielwerte in den Abbildungen wurden im Rahmen des Fahrzeug-Lastenhefts exemplarisch definiert. Bild 1: HyPowerRange Batteriekonzept mit direkter Kopplung (Grün) im Vergleich mit Hochleistungs-Zellen (Rot) und Hochenergie-Zellen (Blau) im Bezug zu einem Zielwert (Blau-Weiße Punkte) - Feste Vorgabe der Leistung Bild 2: HyPowerRange Batteriekonzept mit direkter Kopplung (Grün) im Vergleich mit Hochleistungs-Zellen (Rot) und Hochenergie-Zellen (Blau) im Bezug zu einem Zielwert (Blau-Weiße Punkte) - Feste Vorgabe der Kapazität High Energy High Power Leistung / kW Leistung / kW High Energy High Power 150 13 hyPowerRange - Direktgekoppelter hybrider Energiespeicher für Elektrofahrzeuge - Entwicklung, Systemintegration, Energie- & Thermomanagement Bild 3: HyPowerRange Batteriekonzept mit direkter Kopplung (Grün) im Vergleich mit Hochleistungs-Zellen (Rot) und Hochenergie-Zellen (Blau) im Bezug zu einem Zielwert (Blau-Weiße Punkte) - Feste Vorgabe der Masse In einer mit allen Projektpartnern gemeinsam durchgeführten Anforderungs- und Konzeptentwicklung wurden mit Simulationen und realen Tests eine geeignete hybride Zell Verschaltung gewählt. Für das ausgewählte Fahrzeug (Audi A3 Cabriolet) mit einer Leistung von ca. 150 kW wurde eine Zellverschaltung des hybriden Konzepts von 23p104s im 18650er Zellformat als optimale Lösung und Kompromiss zwischen Leistungsfähigkeit und Energieinhalt ermittelt. Dabei bezeichnet „p“ die Anzahl der parallelen Zellen in der Batterie und „s“ die Anzahl der seriellen Zellen in der Batterie. Die ausgewählte Zellverschaltung liefert folgende Daten: Tabelle 1: Leistungsdaten der Zellverschaltung I max / A dU/ V P max / kW C/ mAh E/ kWh m/ kg 494,3 34,3 168,1 67900 25,4 114,4 Auf Zellebene betrachtet werden die unterschiedlichen und teilweise gegensätzlichen Parameter deutlich. Nachfolgende Tabelle zeigt die ausgewählten Zelltypen mit ihren charakteristischen Parametern. Hier ist besonders der Unterschied zwischen der gespeicherten Energie und den entnehmbaren Strömen hervorzuheben. Tabelle 2: Leistungsdaten der Einzelzellen Zelltyp C/ mAh I max_discharge / A I cont._discharge / A I max_chg / A I cont._chg / A R i / mΩ U nom. / V m/ g HE-Zelle 3500 10 10 3,4 3,4 40 3,635 49 HP-Zelle 2600 35 30 6 6 11 3,6 47,1 High Energy High Power Leistung / kW 151 13 hyPowerRange - Direktgekoppelter hybrider Energiespeicher für Elektrofahrzeuge - Entwicklung, Systemintegration, Energie- & Thermomanagement 2.1 Umsetzung der Direktverschaltung Das im Projekt vorgeschlagene Konzept der hybriden Batterie sieht eine direkte Parallelschaltung von Hochenergie- und Hochleistungszellen auf Modulebene vor. Grundsätzlich kann bei der direkten Parallelschaltung von Zellen zwischen modularer und inter-modularer Parallelverschaltung unterschieden werden. Bei der inter-modularen Parallelschaltung werden die Zellen in einem Modul gemischt verschaltet. Bei der modularen Parallelverschaltung werden lediglich die Module parallel verschaltet. Bild 4 zeigt diese möglichen elektrischen Aufbauten für das Konzept. Bild 4: HyPowerRange Batteriekonzept mit direkter Kopplung von Hochleistungs- und Hochenergiezellen auf Zellebene (links) oder auf Batteriepackebene (rechts) Das hyPowerRange-Konzept besitzt die folgenden Merkmale:  Die direkte Verschaltung der einzelnen Li-Ionen Zellen ist in Bezug auf Bauraum und Gewicht gegenüber einem DC/ DC-Wandler vorteilhaft, da bis auf die Li- Ionen Zellen und Stromverbinder keine weiteren zusätzlichen Komponenten notwendig sind.  Es fallen keine zusätzlichen elektrischen und thermischen Verluste durch einen DC/ DC-Wandler an.  Da die Li-Ionen Zellen in einer Direktverschaltung nicht unabhängig voneinander gesteuert werden können, muss das Konzept mit detaillierten physikalisch/ elektrochemischen Simulationen für den kompletten Betriebsbereich (Ladezustand, Gesundheitszustand, Temperatur) ausgelegt und überprüft werden. Zusätzlich sind umfangreiche Prüfungen des fertigen Systems notwendig. Beides soll im Rahmen des Projektes erfolgen. Die Herausforderung bei der Umsetzung des Konzeptes besteht insbesondere darin, dass beim Betrieb der hybriden Batterie in jedem Betriebspunkt die Grenzen der Einzelzellen (Strom, Spannung, Temperatur) nicht überschritten werden dürfen. Beeinflusst werden kann dies nur durch die Anpassung des Gesamtstroms. Eine Einzelstrommessung der beiden Batteriemodule ermöglicht es, dass die Grenzen auch 152 13 hyPowerRange - Direktgekoppelter hybrider Energiespeicher für Elektrofahrzeuge - Entwicklung, Systemintegration, Energie- & Thermomanagement real und unabhängig von Simulationsmodellen überwacht werden können. Das Batteriemanagementsystem des Speichers wurde im Projekt also um entsprechende Algorithmen ergänzt werden. Im Projekt wurde sich für die Kopplung auf Modulebene entschieden, da sich hier im Bereich der Prototypen eine einfachere Steuerung durch zwei unabhängige Batteriemanagementsysteme realisieren lässt. Die entsprechende Verschaltung, je nachdem ob modular oder inter-modular parallel verschaltet, liefert zunächst keinen prinzipiellen Vorteil, da sich die Batterie elektrochemisch identisch verhält. Im weiteren Verlauf der Entwicklung und je nachdem wie stabil die Prototypen funktionieren kann in späteren Serienprodukten, der Kosteneffizienz wegen, möglicherweise ein einzelnes Batteriemanagementsystem verwendet und die direkte Verschaltung auf Zellebene (inter-modular) umgesetzt werden. In den Simulationen sowie bereits in einem kleinen Modulaufbau konnte nachgewiesen werden, dass das direktverschaltete Konzept gut realisierbar ist und das erwartete Verhalten bestätigt werden konnte. Bei der Auslegung der Zelltopologie wird bei Lastspitzen im Wesentlichen das Hochleistungs-Modul belastet. Dieses wird in der Ruhephase von den Hochenergie- Zellen durch gewollte Ausgleichströme „nachgeladen“, um einen Ladungsausgleich zu gewährleisten. Nachfolgende Abbildung 5 zeigt einen Entladezyklus mit der gewählten Zellverschaltung. Bild 5: Entladezyklus mit hybrider Zellkonfiguration 23p1s 2.2 Systemintegration und Thermomanagement Um den Machbarkeitsnachweis des Konzeptes in der realen Anwendung zu erbringen, ist die Integration des Speichers in ein Elektrofahrzeug notwendig. Dazu muss zwischen dem Energiemanagement im Fahrzeug und dem Thermomanagement im Fahrzeug unterschieden werden. Beide Funktionen sind im fertigen Fahrzeug durch Schnittstellen miteinander verknüpft, um die Gesamtfunktionalität des Energie- und Thermomanagements abzubilden. Nachfolgende Abbildung 6 zeigt die Verknüpfung der einzelnen elektrischen und 153 13 hyPowerRange - Direktgekoppelter hybrider Energiespeicher für Elektrofahrzeuge - Entwicklung, Systemintegration, Energie- & Thermomanagement thermischen Komponenten im Fahrzeug. Die zentrale Einheit bildet das Energiemanagement im Fahrzeug. Bild 6: Systemintegration des hybriden Batteriespeichers Ein erweitertes Energie- und Thermomanagement hat eine sehr hohe Relevanz für die Umsetzung des Kernthemas, da die Steuerung- und Betriebsführung des hybriden Speichers neben der reinen Stromanforderung aus dem Fahrbetrieb maßgeblich auch von dem thermischen Verhalten und dem Thermomanagement abhängt. Insbesondere kann das thermische und elektrische Verhalten der hybriden Batterie nicht unabhängig voneinander betrachtet werden und auch die Alterungsprozesse sind stark temperaturabhängig. Weiterhin ergeben sich aufgrund der stark unterschiedlichen thermischen Anforderungen des Hochenergie- und Hochleistungs-Teils bei dessen Betrieb im Systemverbund neue Herausforderungen. Als Lösung wird eine Wärmepumpe und Energiemanagementsystem entwickelt. Ein entsprechendes effizientes und intelligentes Thermomanagement in Zusammenhang mit einem Fahrzeugenergiemanagement erhöht die Reichweite und steigert die Energieeffizienz. Nachfolgende Abbildung 7 zeigt das Versuchsträger-Fahrzeug. Hier wird ein handelsübliches Verbrenner-Fahrzeug umgerüstet. Die Batterie befindet sich im Kofferraum des Fahrzeugs. Die Komponenten des Thermomanagements sowie der Elektromotor befinden sich im Wesentlichen im ehemaligen Motorraum des Verbrenners. Bild 7: Versuchsträger Audi A3 Cabriolet [Bild: ABT Sportsline] 154 13 hyPowerRange - Direktgekoppelter hybrider Energiespeicher für Elektrofahrzeuge - Entwicklung, Systemintegration, Energie- & Thermomanagement Förderkennzeichen 03ET6114A-F 155 14 Gebrauchte Batterien aus E-Fahrzeugen als stationäre Energiespeicher wiederverwenden Jürgen Kölch Abstract The environmental benefits of an electric vehicle face repeated criticism. Along with the use of CO 2 -intensive, coal-based electricity for vehicle operation, the ecological rucksack of the battery is the primary focus. When the battery is reused at the end of the vehicle’s service life, the environmental benefits far exceed those of just regular recycling. The batteries can be reused for a variety of applications like DC quick charge stations with low power connections or peak shaving for industrial clients. In the Megawatt area, used electric vehicle batteries can provided grid support or they can be used to stabilize the energy from wind parks. The use of used electric vehicle batteries is still a new topic. There are still relatively few electric vehicles on the road and used batteries for stationary applications will only become available when their range and performance are no longer adequate for the customer. There is little experience in the construction and operation of these systems with corresponding standards and regulations. Kurzfassung Die während eines Elektrofahrzeuglebens gealterten Batterien können für unterschiedliche stationäre Anwendungen eingesetzt werden. So lassen sich auf Modulebene in Kombination mit Photovoltaik höhere Eigenverbrauchsquoten erreichen. Auf der Ebene von ganzen Fahrzeughochvoltspeichern lassen sich beispielhaft DC- Schnellladestationen mit schwachen Stromanschlüssen oder Lastmanagement (Peak- Shaving) für Industriekunden darstellen. In der größten Ausbaustufe im Megawatt- Bereich können gebrauchte Elektrofahrzeugbatterien zur Netzstützung oder zur Verstetigung von Energie aus Windparks eingesetzt werden. Die Umweltvorteile von Elektrofahrzeugen werden immer wieder kritisiert. Neben der Verwendung von CO 2 -intensivem kohlebasiertem Strom für den Fahrzeugbetrieb, ist der ökologische Rucksack der Batterie im Fokus. Für die aktuelle Diskussion um den hohen Energieaufwand bei der Batterieherstellung für Elektrofahrzeuge, kann mit der Zweitnutzung nach dem Fahrzeugleben ein starkes Gegenargument angeführt werden. 156 14 Gebrauchte Batterien aus E-Fahrzeugen als stationäre Energiespeicher wiederverwenden 1 Einleitung Weltweit wird immer mehr erneuerbare Energie wie Solar- und Windstrom, ausgebaut (Energiewende), deren Erzeugung einer starken Fluktuation unterliegt. Der Ausbau von Energiespeichern zum Ausgleich dieser Schwankungen, wird in Zukunft ein wichtiges Thema werden. Mit Energiespeichern lässt sich beispielsweise Photovoltaik- (PV-)Strom über den Tag speichern und kann bedarfsgerecht bei sonnenarmen Phasen wieder entnommen werden. Die Umweltvorteile eines Elektrofahrzeugs sind immer wieder in der Kritik. Neben der angeführten Verwendung von CO 2 -intensivem Kohlestrom beim Fahrzeugbetrieb, ist der ökologische Rucksack der Batterie im Hauptfokus. Wird nach Ende des Fahrzeuglebens die Batterie einer zweiten Verwendung zugeführt (Battery 2nd Life, B2L), sind die Umweltvorteile bei weitem höher als durch ein übliches Recycling. 2 Umweltbilanz Bei einer Ökobilanz oder Lebenszyklusanalyse (engl. Life Cycle Assessment = LCA) können bei einem Fahrzeug drei Bereiche unterschieden werden. Zuerst die Herstellung, die Nutzung durch den Kunden und am Ende des Fahrzeuglebens das Recycling. Bei Elektrofahrzeugen werden vor allem durch die energie- und rohstoffintensive Herstellung der Fahrzeugbatterie die Klimagase fast verdoppelt, bezogen auf ein herkömmliches Benzin- oder Dieselfahrzeug. [1] Bild 1: Umweltvorteile Battery2nd Life (B2L), eigene Darstellung nach [1] Der Einsatz alter Elektrofahrzeugbatterien für eine stationäre Anwendung kann den Herstellungsaufwand einer sonst für diese Anwendung hergestellten Batterie obsolet machen und die Gesamtumweltbilanz dadurch nachhaltig verbessern. 157 14 Gebrauchte Batterien aus E-Fahrzeugen als stationäre Energiespeicher wiederverwenden 3 Erneuerbarer Strom am Beispiel Photovoltaik In Bild 2 ist die weltweit installierte Photovoltaik- (PV-) Leistung in Gigawatt (Peakleistung) doppellogarithmisch über den Modulpreis aufgetragen. Die Modulkosten machen knapp die Hälfte der kompletten Kosten einer PV-Anlage aus. Mit der eingezeichneten Gerade lässt sich als Trend eine ca. 24%-ige Preisreduktion für Photovoltaikmodule bei einer Verdopplung der installierten Leistung näherungsweise feststellen. Ende 2018 waren nach [2] weltweit ca. 500 GWp PV-Leistung installiert. Für eine PV-Anlage mit einem Kilowatt-Peak (kWp) werden sechs bis neun Quadratmeter Modulfläche benötigt. In Deutschland kann man pro kWp und Jahr mit 800 bis 1.000 kWh rechnen. Bei ungünstig erscheinenden Dachausrichtungen, wie ein West- oder Ostdach, kann bei angenommener Dachneigung von 40° mit ca. 25% Ertragseinbuße im Vergleich zu einem idealen Süddach ausgegangen werden. Dabei kann allerdings doppelt so viel Modulfläche im Vergleich zu einem Süddach verbaut werden. Selbst ein Norddach mit einer flachen Dachneigung von 20° kann mit ca. 30% Ertragseinbuße noch in Erwägung gezogen werden. Bild 2: Trend der historischen Preisentwicklung für Photovoltaik-Module in Abhängigkeit der installierten PV-Leistung, eigene Darstellung nach [2] 4 Smart Home Der Begriff Smart Home beinhaltet vielerlei Sicherheits- und Überwachungsaufgaben rund um den Haushalt. Die Vernetzung kann dabei beispielhaft von der Alarmanlage über den Stromzähler, die Heizung bis hin zur Waschmaschine und Solaranlage gehen. Ein Teilgebiet davon ist das Smart Metering, bei dem Energieströme erfasst und gesteuert werden können. Der Energieverbrauch soll damit intelligent geregelt und der Wohnkomfort und die Sicherheit erhöht werden. In Deutschland herrscht ein Wildwuchs unterschiedlichster Systeme, die meist nicht zueinander kompatibel sind. 158 14 Gebrauchte Batterien aus E-Fahrzeugen als stationäre Energiespeicher wiederverwenden Neben Energieversorgern wie EWE und RWE sind zum Beispiel auch Telekommunikationsanbieter wie die Telekom im deutschen Markt aktiv. Interessant ist die Konkurrenz großer Internetbzw. Softwarefirmen, wie Google, Apple oder Microsoft. Hier könnten in Zukunft Produkte entstehen, die dem Smart Home zu einem Durchbruch verhelfen. 4.1 Bedarfsgesteuerter Betrieb elektrischer Verbraucher mit PV-Strom im Smart Home Wird ein Haushalt mit Warmwasser und Heizwärme aus einer elektrischen Wärmepumpe versorgt, bietet sich deren Einbindung in ein Energiemanagementsystem an. Mit Heizungs-/ Warmwasserspeichern ist zudem eine thermische Energiespeicherung gegeben. Eigenerzeugter PV-Strom ist deutlich günstiger als ein spezieller Stromtarif für Wärmepumpen. Hier werden oft seitens des Energieversorgungsunternehmens (EVU) Sperrzeiten gefordert, bei dem die Wärmepumpe von außen steuerbar abgeschaltet werden kann. Nach einer Wärmepumpe sind Waschmaschine, Trockner und Spülmaschine im Haushalt von der Energiemenge her die nächstmöglichen Geräte zur sinnvollen Einbindung in ein Energiemanagementsystem im Smart Home. Der Start der Geräte kann aber nur im Stundenbereich in sonnenreiche Zeiten verschoben werden, da der Kunde beispielsweise die Wäsche bis zum Abend fertig gewaschen haben möchte. Ein Elektrofahrzeug ist mit seiner meist 20 kWh großen nutzbaren Batterie um eine Größenordnung wertiger als typische Haushaltsgeräte in der Einbindung in ein Smart Home System und wird im nächsten Abschnitt genauer betrachtet. 4.2 Das Laden eines Elektrofahrzeugs im Smart Home Bei der Ladung von Elektrofahrzeugen im Smart Home prallen zwei unterschiedliche Sichtweisen aufeinander. Aus OEM-Sicht hat das E-Fahrzeug stets die Hoheit über die Ladung und kennt den Ladezustand und eventuell auch schon den Zeitpunkt der nächsten Fahrt. Zudem kann für mehr Reichweite und größeren Komfort eine gewünschte Vorkonditionierung (Vor-Heizen des Fahrzeugs im Winter oder Vor- Kühlen im Sommer) koordiniert werden. Für die Hausautomatisierung ist das E- Fahrzeug nur ein elektrischer Verbraucher, den man beliebig wie einen elektrischen Heizstab im Warmwasserspeicher ein- und ausschalten kann. Das schroffe Ein/ Aus kann bei manchen E-Fahrzeugen auch zu Ladeabbrüchen führen. In gemeinsamen Förderprojekten führte diese unterschiedliche Herangehensweise zu aufwendiger Kommunikation des Fahrzeugs mit einem Home-Energiemanagementsystems (HEMS). So gibt das HEMS dem Fahrzeug eine Empfehlung für eine bevorzugte Ladezeit bei erwarteter zeitlich aufgelöster PV-Leistung. Das Fahrzeug nimmt diese Information als Input, um seinen eigenen Ladefahrplan zu berechnen und das Ergebnis spiegelt er wieder dem HEMS zurück. Zeitpunkt und Energiemenge des E- Fahrzeugs plant das HEMS so wieder sinnvoll in seinen Fahrplan ein. Was sich in der Theorie gut anhört, funktioniert in der Praxis nur, wenn der Fahrzeugnutzer sein E- Fahrzeug nach Ankunft stets in der Garage an der Wallbox ansteckt. Mehr Komfort würde hier das induktive Laden bieten, dies steckt aber noch in der Entwicklung. Unterschiede gibt es bei der Intelligenz des HEMS. Gute Systeme werten neben der Wettervorhersage mit PV-Prognose auch das Benutzerverhalten aus und können 159 14 Gebrauchte Batterien aus E-Fahrzeugen als stationäre Energiespeicher wiederverwenden dazulernen. Wichtig für die Planung ist auch die Art des Elektrofahrzeugs. In der Regel können alle Fahrzeuge einphasig zwischen 10 und 16 A (2,3 bis 3,7 kW) geladen werden, was in den meisten Fällen ausreichend ist. Besitzt das E-Fahrzeug eine dreiphasige Lademöglichkeit, können auch höhere Ladeleistungen (typischerweise dreiphasig mit max. 32 A, entspricht 22 kW) realisiert werden, was allerdings nur bei großen PV-Anlagen sinnvoll ist. 4.3 Benötigte Dachfläche zur PV-Ladung von Elektrofahrzeugen Der statistische Ein-Personen-Haushalt in Deutschland verbraucht 2.050 kWh Strom pro Jahr (der Zwei-Personen-Haushalt 3.150 kWh, 75% aller Haushalte mit ein bis zwei Personen nach BDEW [3]). Elektrofahrzeuge ersetzen aufgrund ihrer geringeren Reichweite und typischen Fahrprofile eher Benzinfahrzeuge als Dieselfahrzeuge, die höhere jährliche Laufleistungen und größere Einzelfahrten am Tag aufweisen. Die durchschnittliche Fahrleistung für Benzinfahrzeuge sind 11.100 km im Jahr (D 2012) nach DIW 2013 [4]. Der Verbrauch eines durchschnittlichen Elektrofahrzeugs in der Praxis kann konservativ mit 18 kWh/ 100 km (eigene Abschätzung Realverbrauch Nissan Leaf nach spritmonitor.de) angenommen werden. Über das Jahr verbraucht ein Elektrofahrzeug damit schätzungsweise 2.000 kWh, was zum bestehenden Stromvertrag nochmal dem Verbrauch eines durchschnittlichen Ein-Personen- Haushalts in etwa entsprechen würde. Um die 2.000 kWh für das oben definierte Elektrofahrzeug über das Jahr zu „ernten“, wird eine Fläche von ungefähr 20 m² (ca. 2,2 kWp Südausrichtung) benötigt. Ein typisches Garagendach mit 3 m x 6 m = 18 m² reicht damit fast schon aus, um zumindest rechnerisch den Strom eines Elektrofahrzeugs über das Jahr zu produzieren. 5 Smart Grid Die nächsthöhere Ebene nach dem Smart Home ist das Smart Grid. Die Stromverteilstruktur war bisher in einer Richtung von den großen Stromerzeugern auf der Höchstspannungsebene, hin zu den Verbrauchern auf Mittel- und Niederspannungsebene, als Einbahnstraße ausgelegt. Das zukünftige System beinhaltet nun auch Stromeinspeiser von den unteren Verteilebenen her mit zunehmendem Anteil an fluktuierender EE-Energie, was zunehmend eine intelligente (smarte) Steuerung des gesamten Stromnetzes (Grid) in Form eines Smart Grid erforderlich macht. Als Ziel müssten alle Energieerzeuger und Energieverbraucher (plus Energiespeicher) in Zukunft miteinander kommunizieren, es ist schon von einem „Internet der Energie“ die Rede. Damit könnten schwankende Nachfrage und Angebot des Stroms gesteuert und ausgeglichen werden. Ein- und ausgespeicherter Strom für Batteriespeicher, die zur Erhöhung des Eigenverbrauchs betrieben werden, sind derzeit doppelt mit der EEG-Umlage belastet. Bei der Einspeicherung wird der Batteriespeicher wie ein Verbraucher behandelt, bei der Ausspeicherung wie eine Stromerzeugungsanlage. Ausgenommen sind vereinfacht nur Speicher kleiner 10 kW Entlade-/ Lade-Leistung in Kombination mit PV- Anlagen unter 10 kW Peakleistung sowie Batteriespeicher, die nur zur Stabilisierung des Netzes eingebunden sind. Diese doppelte EEG-Umlagepflicht macht es Batteriespeichern (beispielsweise für Gewerbebetriebe) wirtschaftlich nahezu unmöglich, den Eigenverbrauch der PV-Anlage zu steigern und nebenbei ein sinnvolles 160 14 Gebrauchte Batterien aus E-Fahrzeugen als stationäre Energiespeicher wiederverwenden Lastmanagement unter Vermeidung von Lastspitzen durchzuführen. Auch eine mögliche Versorgung des firmeneigenen E-Fuhrparks wäre zusätzlich durch die doppelte EEG-Umlage auf eigenerzeugten PV-Strom belastet. 6 Batterien als Energiespeicher im Smart Grid Schon seit mehr als hundert Jahren werden Bleibatterien zur Stromspeicherung eingesetzt. Die etablierten Blei-Säure-Systeme findet man beispielsweise bei der Notstromversorgung von Krankenhäusern. Für mobile Anwendungen ist das hohe spezifische Gewicht ein gewaltiger Nachteil, der bei stationärer Anwendung keine entscheidende Rolle spielt. Die teurere Lithium-Batterie löst nun von der mobilen Anwendung kommend, zunehmend im stationären Bereich die etablierte Bleibatterie ab und punktet stark bei Lebensdauer (höhere Zyklenzahl) und größerer Entladetiefe. Weitere Vorteile der Lithium-Batterie sind der höhere Wirkungsgrad und die niedrigere Selbstentladung. Bei einem starken Hochlauf von Elektrofahrzeugen (ausschließlich mit Lithium- Batterien) könnte die Zweitnutzung gebrauchter E-Fahrzeugbatterien (Battery 2nd Life), für stationäre Anwendungen ein großes Thema werden. Für die Einbindung in ein Smart Home oder Smart Grid könnten verschiedene technische Varianten dargestellt werden. Im Haushaltsbereich wäre auf der 400 V-Ebene eine direkte Gleichstrom-Einbindung mit der PV-Anlage mit einem DC/ DC-Wandler vorstellbar, wie derzeit beispielsweise die Tesla Powerwall auf dem Markt für neue Stationärspeicher. Daneben kann über einen zusätzlichen Wechselrichter die einphasige Einbindung des 400 V-Batteriespeichers an das 230 V-Wechselstromsystem erfolgen. Diese Variante eignet sich gut für eine nachträgliche Einbindung eines Batteriespeichers bei einer bestehenden PV-Anlage, zum Beispiel wenn diese nach 20 Jahren Laufzeit aus der damaligen EEG-Vergütung herausfällt. Für gewerbliche Kunden könnten zwei 400 V DC-Batteriespeicher auf 800 V seriell verschaltet und damit einfach mit einem Wechselrichter auf das 400 V-Wechselstromnetz eingebunden werden. Hier gibt es die Möglichkeit, beispielsweise in einer Rackbauweise die Hochvoltspeicher im stationären Bereich für ein Smart Grid einzubinden. 7 Anwendungen für Battery 2nd Life (B2L) Aus einer Vielzahl möglicher Anwendungen für gebrauchte Elektrofahrzeugbatterien, wurden folgende Anwendungen identifiziert und nach Größe in drei Bereiche unterteilt. 7.1 Kleine Anwendung: PV-Anlage privat Wird der Fahrzeughochvoltspeicher (HVS) bis auf die Modulebene zerlegt, lassen sich mit den Modulen durch Parallelisierung Systeme, beispielsweise für ein privates Photovoltaik- (PV-) Stromspeichersystem, aufbauen. Diese sind oft unter einem Spannungsbereich von 60 V DC als Sicherheitskleinspannung (engl. Safety Extra Low Voltage, SELV) ausgelegt. Unterhalb dieses Spannungsbereichs muss ein Schutz gegen Berühren nicht sichergestellt werden, was gerade im Einfamilienhaus mit Privatanwendern als Anlagenbetreiber geboten ist. 161 14 Gebrauchte Batterien aus E-Fahrzeugen als stationäre Energiespeicher wiederverwenden Seit 2013 ist in Deutschland die Erzeugung von PV-Strom in der Regel günstiger als die Haushaltsstromkosten (grid parity). Ab diesem Zeitpunkt eröffnet sich nun ein Markt für Batteriespeicher, um den Eigenverbrauchsanteil zu steigern und bei sinkenden Batteriekosten eine höhere Wirtschaftlichkeit der PV-Anlage zu erreichen. Der wachsende Markt für Elektrofahrzeuge erhöht einerseits den Strombedarf als auch in weiter Zukunft den Rücklauf von gebrauchten Fahrzeugbatterien, die nicht mehr gut genug für die mobile Anwendung sind, stationär aber noch gut eingesetzt werden können. 7.2 Mittlere Anwendung: Peak-Shaving und PV-Anlage gewerblich Für den Leistungsbereich um 100 kW kann die Gesamtanlage mehrere HVS umfassen. Hohe Leistungen und der Einsatz im gewerblichen Bereich mit geschultem Personal, lassen die notwendigen Spannungslagen von 800 V DC zu. Dabei werden zwei HVS mit 400 V DC seriell zusammengeschaltet. Jeweils die beiden oberen und unteren HVS werden zu einer Einheit zusammengeschaltet und können je nach Anwendung in Leistung und Energie skaliert werden, mit einer dafür passenden Auslegung der Wechselrichter. Anwendungsbereiche sind neben großen gewerblichen PV-Anlagen das Peak Shaving und das Lastmanagement um Strombedarfsspitzen eines Unternehmens zu glätten. Mit diesen Batterieracks können auch DC-Schnellladestationen zur Ladung von Elektrofahrzeugen versorgt werden, die damit keinen starken Netzanschluss benötigen. 7.3 Große Anwendung: Frequenzstabilisierung im Megawatt-Maßstab Zur Teilnahme am Primärregelleistungs-Markt muss eine Mindestleistung von 1 MW angeboten werden können. [5] Für diese Größe wäre prinzipiell die Rackbauweise wie in der mittleren Anwendung auch möglich, erfordert aber sehr viel Raum. Eine dichtere Bauweise ist die Konfiguration von einzelnen Modulen in Batterieschränken, die ihrerseits in Containern oder geeigneten Hallen aufgestellt werden können. Die ausgebauten Module von zwei HVS befinden sich in einem Batterieschrank. Neben der Frequenzstabilisierung ist auch die Pufferung von Windparks als Anwendung denkbar. 8 Auslegungskriterien von Battery 2nd Life-Anwendungen im Unterschied zum E-Fahrzeug Ein typisches Fahrzeug ist nur ca. 1-2 h pro Tag in Betrieb. Der Ladezustand (State of Charge = SOC) wird stark ausgenutzt (ganz leer bis ganz voll) und die Temperatur der Batterie kann in einem weiten (zum Teil extremen) Bereich liegen. In der stationären Anwendung verhält es sich dagegen eher andersherum: Der Batteriespeicher soll viele Betriebsjahre mit 24 h/ Tag und 365 Tage/ Jahr in Bereitschaft sein. Das SOC-Band wird eingeschränkt und es wird im Unterschied zum Fahrzeug auf niedrigere Ströme und damit Leistung ausgelegt. Die Batterietemperatur befindet sich im Wohlfühlbereich von 20 bis 25 °C. Alle genannten Maßnahmen sollen eine möglichst hohe Lebensdauer im zweiten Leben der Batterie ermöglichen. 162 14 Gebrauchte Batterien aus E-Fahrzeugen als stationäre Energiespeicher wiederverwenden Im Folgenden sollen einige Aspekte der Auslegungskriterien für gebrauchte Elektrofahrzeugbatterien näher beleuchtet werden. 8.1 Auslegung E/ E-Komponenten Durch den Betrieb mit niedrigeren Strömen (C-Raten) als im Fahrzeug und anderen Auslegungsparametern, müssen E/ E-Komponenten wie Sicherungen und Schütze im stationären Bereich neu ausgelegt und implementiert werden. Dies betrifft auch unterschiedliche Kabelquerschnitte und neue Hochvoltkabel, die nicht vom Fahrzeug in die stationäre Anwendung übernommen werden können. 8.2 Packaging Wird der HVS bis auf Modulebene zerlegt, müssen die Module sinnvoll in Batterieschränke geometrisch eingeplant werden. Für Sicherheits- und E/ E- Komponenten ist eine eigene Serviceebene sinnvoll, die für einen späteren Austausch von Komponenten leicht erreichbar sein sollte. Die Planung der Hochvolt- und Kommunikationsleitungen spielt auch hinsichtlich der elektromagnetischen Verträglichkeit (EMV) eine wichtige Rolle. 8.3 Wärmemanagement Oft werden HVS im E-Fahrzeug flüssigkeitsgekühlt. Der Aufwand, dies im stationären Bereich ebenfalls zu unternehmen, ist sehr hoch, so dass besser auf eine bedarfsgerechte Luftkühlung übergegangen wird. Sind Batterieschränke mit Einzelmodulen zu kühlen, so kann die Luft z. B. durch den Einsatz von vielen Einzellüftern von vorne durch jede Modulebene geblasen werden. 8.4 Systemarchitekturen mit 800 V und 400 V Spannungslage 8.4.1 800 V Architektur Typische Fahrzeug-Hochvoltspeicher (HVS) haben eine Gleichspannung von max. 400 V DC. Dies macht es schwierig mit standardmäßig verfügbaren Wechselrichtern auf die übliche Wechselspannungslage von 3 x 400 V AC (Niederspannungsnetz) zu kommen. Der typische Arbeitsbereich von weit verbreiteten, industriellen Wechselrichtern verlangt eine doppelt so hohe Gleichspannung (800 V DC) auf der Seite des HVS. Dies hat allerdings umfangreiche Änderungen z. B. bei den E/ E-Komponenten und Einhaltung der Luft- und Kriechstrecken zur Folge. Zudem müssen zwei ähnlich gealterte HVS seriell miteinander zusammengeschaltet werden. (siehe Bild 3) 163 14 Gebrauchte Batterien aus E-Fahrzeugen als stationäre Energiespeicher wiederverwenden Bild 3: Verschaltung von Energiespeicher bis Übertragungsnetz (800 V Systemarchitektur) 8.4.2 400 V Architektur ohne DC/ DC-Wandler Sollen die HVS mit ihrer Spannungslage von 400 V ohne eine serielle Verschaltung zweier HVS verwendet werden, entsteht ein höherer Aufwand bei den Wechselrichtern. So ist die Verwendung eines Wechselrichters mit niedrigerer AC- Niederspannung (z. B. 3 x 200 V) sowie eines für die Einspeisung in das Mittelspannungsnetz bei geringerer AC-Niederspannung geeigneten Transformators erforderlich. Die Schwierigkeit besteht nun darin, dass für den vorliegenden Spannungsbereich des HVS kaum geeignete Wechselrichter am Markt zu finden sind. Darüber hinaus ergibt sich aus der geringeren Spannungslage auch eine Verringerung des Wirkungsgrades um einige Prozentpunkte sowohl beim Wechselrichter als auch beim Transformator. Mittelspannungstransformatoren für geringere AC-Niederspannungen sind zwar als Sonderformen verfügbar, kosten jedoch mehr als ein Standard-Mittelspannungstransformator. (siehe Bild 4) Bild 4: Verschaltung von Energiespeicher bis Übertragungsnetz (400 V Systemarchitektur ohne DC/ DC-Wandler) 8.4.3 400 V Architektur mit DC/ DC-Wandler Eine andere Variante ist die Verwendung eines zusätzlichen DC/ DC-Wandlers (Hochsetzstellers) für die Anpassung der DC-Spannung des HVS auf den Arbeitsbereich eines Standard-Wechselrichters. Dies führt zu zusätzlichen Kosten für den DC/ DC-Wandler sowie einer Verringerung des Wirkungsgrades von mehreren Prozentpunkten. Geeignete DC/ DC-Wandler sind darüber hinaus am Markt kaum verfügbar. (siehe Bild 5) 164 14 Gebrauchte Batterien aus E-Fahrzeugen als stationäre Energiespeicher wiederverwenden Bild 5: Verschaltung von Energiespeicher bis Übertragungsnetz (400 V Systemarchitektur mit DC/ DC-Wandler) 9 Ausblick Die Verwendung von gebrauchten Elektrofahrzeugbatterien ist ein noch neues Thema. Bisher sind kaum Elektrofahrzeuge auf dem Markt. Mit einer relevanten Menge an gebrauchten Elektrofahrzeugbatterien ist erst in ca. sieben Jahren mit ansteigender Tendenz, gekoppelt mit einem Hochlauf von Elektrofahrzeugen, in den kommenden Jahren zu rechnen. Durch zukünftige neue Batteriegenerationen mit deutlich mehr Reichweite, könnte bei einem attraktiven Upgrade-Angebot viel früher ein Austausch der Fahrzeugbatterie für den Kunden anstehen. Damit würde das Thema Battery 2nd Life (B2L) durch die schnell ansteigende Menge an ausgebauten Fahrzeugbatterien, schneller relevant werden als dies heute der Fall ist. Literatur [1] Volkswagen, Klimabilanz von E-Fahrzeugen & Life Cycle Engineering, http: / / www.volkswagen.de, 04/ 2019. [2] Fraunhofer ISE: Aktuelle Fakten zur Photovoltaik in Deutschland, Fassung vom 18.02.2019. [3] BDEW, Energie-Info: „Stromverbrauch im Haushalt“, Berlin, Oktober 2013. [4] DIW Berlin - Deutsches Institut für Wirtschaftsforschung e.V. (DIW) Wochenbericht, 50/ 2013. [5] Internetplattform zur Vergabe von Regelleistung, http: / / www.regelleistung.net, 05/ 2015. 165 15 Two-Drive-Transmission with Range-Extender (DE-REX) powertrain results and potentials of the designed electrical machine Yves Gemeinder, Andreas Binder, Jeongki An, Andreas Viehmann, Stephan Rinderknecht Abstract In the project “Two-Drive-Transmission with Range-Extender (DE-REX)” an innovative parallel-series hybrid drive concept was investigated and tested. The electric motors (E-Motors), used in the project for the powertrain, are two identical 6-pole rotor permanent magnet synchronous machines (IPMSM) with distributed round wire winding, buried NdFeB permanent magnets in V-shape in the rotor. The machines have a stator water-jacket cooling. Based on the test bench measurement results of the DE-REX-E-Motors and the results of the vehicle model at the hardware-in-the-looptest bench, a thermal reserve of the E-Motors was confirmed. One aim of the DE-REX project was to proof the results of [1] concerning the potential to reduce the energy consumption by using multi-speed and multi-electric powertrains. A further aim was to realize a comfortable driving with gear shifting without traction force interruption by synchronization by the electric machines [2]. The reference for the energy consumption used here is the data sheet data of the first generation of the Opel Ampera, a vehicle that achieves a total energy consumption of 16.9 kWh / 100 km in the New European Driving Cycle (NEDC). For the realized DE- REX powertrain, the energy consumption is measured on a hardware-in-the-loop test bench with 9.7 % less than the Opel Ampera in the NEDC. Furthermore, a comparison of electric powertrain concepts with a fixed gear ratio and one powerful electric machine (as it is used for e.g. Opel Ampera [3]) with the DE-REX for the WLTC (Worldwide harmonized Light vehicles Test Cycle) is conducted. In [4] the costs of the four electric power train concepts [1] are discussed. Thus a concept study to reduce the costs for the E-Motor was conducted concerning magnet mass and volume. This concept study had the issue on down-sizing the DE-REX-E-Motors (P max = 48kW, n max = 10000 min -1 ) [5] to reduce the cost and to allow an easier integration within the powertrain. Based on the measurement data and the DE-REX-E- Motor requirements, first a smaller electric machine with round wire winding was designed. The new design has a reduced active volume by 23 %. In a second step, the round wire winding was replaced by a hair-pin profile wire winding, which allowed a further reduction of the active motor volume by 32 %, compared to the original DE- REX-E-Motor. As well the magnet mass was be reduced by up to 44 %, what allows a strong cost reduction [7, 8]. 166 15 Two-Drive-Transmission with Range-Extender (DE-REX) powertrain results and potentials of the designed electrical machine Kurzfassung Im Projekt „Doppel-E-Antrieb mit Range-Extender (DE-REX)“ wurde ein innovatives parallel-serielles-Hybridantriebskonzept untersucht und getestet. Bei den im Projekt für den Antriebsstrang verwendeten Elektromotoren handelt es sich um zwei identische 6-polige Permanentmagnet-Synchronmaschinen (IPMSM) mit verteilten Runddrahtwicklungen und im Rotor vergrabenen NdFeB-Permanentmagneten in V-Form. Die Maschinen verfügen über eine Stator-Wassermantel-Kühlung. Die Prüfstandsergebnisse der DE-REX-E-Motoren und die Ergebnisse des Fahrzeugmodells vom Hardware-in-the-Loop-Prüfstand zeigen im Fahrzyklus eine deutliche thermische Reserve der E-Motoren auf. Ein Ziel des DE-REX-Projekts war es, die Ergebnisse von [1] hinsichtlich des Potenzials zur Reduzierung des Energieverbrauchs durch den Einsatz von mehrgängigen Antrieben und Mehrmotoren-Antriebssystemen zu belegen. Weiteres Ziel war es, ein komfortables Fahren mit automatisierter Gangschaltung ohne Zugkraftunterbrechung beim Gangwechsel mit aktiver Drehzahlsynchronisation der Elektromaschinen in Schaltvorgängen [2] zu realisieren. Bezugsgröße für den hier verwendeten Energieverbrauch sind die Datenblattangaben der ersten Generation des Opel Ampera [3], ein Fahrzeug, das einen Gesamtenergieverbrauch von 16,9 kWh / 100 Kilometer (New European Driving Cycle (NEFZ)) erreicht. Für den realisierten DE-REX- Antriebsstrang wird der Energieverbrauch auf einem Hardware-in-the-Loop-Prüfstand zu 9,7% geringer als der des Opel Ampera für den NEFZ gemessen. Ferner wird ein Vergleich der Konzepte des elektrischen Antriebsstrangs mit einer festen Getriebeübersetzung und einer leistungsstarken elektrischen Maschine (wie sie beispielsweise für den Opel Ampera verwendet wird) mit dem DE-REX für den WLTP (Worldwide harmonized Light vehicles Test Procedure) gegeben. Die Vergleichsstudie [4] zu elektrischen Antriebssystem zeigt das Potential des elektrischen Mehrgang- und Mehrmotorenkonzepts [1] im Bezug zu Kosten und Reichweite. Hinsichtlich der Kostenaspekte [4] wurde eine Konzeptstudie durchgeführt, um die Kosten für die elektrische Maschine (E-Motor) über verringerte Magnetmasse und Bauvolumen zu reduzieren. Diese Konzeptstudie hatte die Zielsetzung, die DE REX-E-Motoren (P max = 48 kW, n max = 10000 min -1 ) [5, 6] zu verkleinern, um die Kosten zu senken und die Integration in den Antriebsstrang zu vereinfachen. Basierend auf den Messdaten und den DE-REX-E-Motor-Anforderungen wurde zunächst eine kleinere elektrische Maschine mit Runddrahtwicklung entwickelt. Der neu ausgelegte E-Motor hat ein um 23 % reduziertes aktives Volumen. In einem zweiten Schritt wurde die Runddrahtwicklung durch eine Hairpin-Profildraht-Wicklung ersetzt, die eine weitere Reduzierung des aktiven Motorvolumens um 32 % gegenüber dem ursprünglichen DE REX-E-Motor ermöglichte. Auch die Magnetmasse konnte um bis zu 44 % reduziert werden, was zu einer starken Kostenreduzierung führt [7,8]. 1 Introduction For hybrid electric vehicles, the powertrain “Two-Drive-Transmission with Range- Extender” (DE-REX) (Figure 1) is researched [1, 4]. For a high electric efficiency, the DE-REX is equipped with a multi-speed transmission fed by two small electric motors and one “downsized” combustion engine. In the completed DE-REX project, the powertrain concept was tested both on a powertrain test bench and in a demonstra- 167 15 Two-Drive-Transmission with Range-Extender (DE-REX) powertrain results and potentials of the designed electrical machine tor vehicle (Figure 1c). One aim was to prove the reduced energy consumption by a multi-speed and multi-motor concept in the NEDC and WLTC by measurements. Further project goals are discussed in [9]. Here, the comparison between the energy consumption for a multispeed drive train and the motor concepts with a fixed gear ratio and one powerful machine e.g. used in Opel Ampera is shown. This electric machine was developed for series production, and it is assumed that the electric machine is optimized for cost. For the overall DE-REX powertrain, a cost study [4] was prepared for four different power train systems, showing that the costs for the DE- REX powertrain including the high voltage battery are 19% less than the costs of a battery-electric-vehicle (BEV) with long-range capability. Thus, a concept study for the electric machine is presented for decreasing the E-Motor costs share in the DE- REX system costs, which are actually 10% [4]. Figure 1: Two-Drive-Transmission with Range-Extender (DE-REX): a) Layout of the powertrain, b) Assembly of the powertrain, c) Demonstrator vehicle for the powertrain (EM: Electric machine, STM: Sub transmission, ICE: Internal combustion engine, C: Clutch) [7] The DE-REX powertrain provides eight pure electric [2], six parallel and two series hybrid operating modes. In this contribution, the focus is on the different pure electric driving modes. Table 1 lists the eight pure electric driving modes. Hereby are two gear ratios (“1” or “2”) per electric machine (“EM1” or “EM2”) possible. E1C21 means that only E-Motor 2 is used with the gear 1. The modes with only one electric machine “E1” will be efficient at low vehicle power demand due to the higher specific load as for one bigger powerful E-Motor. In the electric modes 5 to 8, both E-Motors are driving the vehicle. The DE-REX operation strategy chooses which gear and E- Motor is used. 168 15 Two-Drive-Transmission with Range-Extender (DE-REX) powertrain results and potentials of the designed electrical machine In the hybrid mode, the DE-REX is typically used in parallel mode for efficiency reasons. Additionally, a series hybrid mode can be used in order to meet further requirements (e.g. higher comfort or reduced emissions). In the series mode, the ICE and EM2 are generating electric energy which is used for charging the battery and propelling the vehicle with EM1. But as well the battery can be charged in the parallel mode as well by shifting the operation point. The hybrid modes and as well the ICE direct propulsion are not regarded in this contribution. Table 1: Pure electric driving modes with the DE-REX powertrain (0 = not used, 1 = gear ratio1, 2 = gear ratio 2) Mode Nomenclature Gear STM1 Gear STM2 EM1 EM2 1 E1C11 1 0 on off 2 E1C12 2 0 On off 3 E1C21 0 1 Off on 4 E1C22 0 2 Off on 5 E2C11C21 1 1 On on 6 E2C12C21 2 1 On on 7 E2C11C22 1 2 On on 8 E2C12C22 2 2 On on 2 E-Machine Development The four built E-Motors [3] (Figure 2) are of the interior permanent magnet synchronous machine (IPMSM) type with embedded rotor magnets in a V-shape arrangement design to fulfill the requirements according Table 2. They are equipped with a distributed two-layer round wire three-phase stator winding for a nearly sinusoidally distributed stator air-gap magnet field for low additional rotor losses at high speed. With the V-shaped rotor magnets the field of the stator winding produces with the rotor permanent magnets the main part of the electromagnetic torque. But due to the saliency of the rotor also a considerable reluctance torque [9] of ca. 1/ 3 of the rated torque is generated to increase the total torque. With a six-pole arrangement the stator demagnetizing MMF (magneto-motive force) per pole is already small enough to keep the magnets safe from demagnetization even at overload or sudden threephase short circuit at the terminals after full load operation. On the other hand the pole count 2p = 6 is small enough to limit the maximum stator frequency f at maximum speed n via n = f/ p to 500 Hz to keep switching losses low in the feeding inverter. Table 2: Required operating points (OP) for one of the two E-machines OP 1 OP 2 OP 3 Operating mode Overload condition S2 - 30 s Rated operation S2 - 30 min Field weakening range S2 - 30 s Power 48 kW 24 kW 48 kW Torque 110 Nm 55 Nm 45.8 Nm Speed 4167 min -1 4167 min -1 10000 min -1 169 15 Two-Drive-Transmission with Range-Extender (DE-REX) powertrain results and potentials of the designed electrical machine The design of the machines aimed on high rated efficiency and low torque ripple [6]. The thermal boundary conditions were set for the operation conditions (Table 2) [5, 6, 9] with driving 30 minutes at operation mode OP2 (with nominal torque M n = 55 Nm and a speed n n = 4167 min -1 ) and then for 30 seconds at operation mode OP1 (overload with 110 Nm for the same speed). The manufactured and tested machines [4, 5, 6] are fed by a voltage-source-IGBT-three-phase inverter BRUSA DMC524 [10] with 24 kHz switching frequency at a DC-link voltage U DC = 320 V. Figure 2: DE-REX-E-Motor [11] Table 3: Main data of the DE-REX-E-Motors [6] Stator slots count Q s 36 Air-gap width Δ 0.6 mm Pole count 2p 6 Axial iron length of the stator iron stack l Fe 140 mm Number of parallel winding branches per phase a 6 Rotor iron bridge height h bridge 2 mm Number of turns per phase N s 24 Magnet segment height h M 5.5 mm Outer diameter of the stator iron stack d so 150 mm Magnet segment width b M 7.5 mm Inner diameter of the stator iron stack d si 92.8 mm Magnet V-angle α M 130° Due to the limited space in the hybrid car a small motor volume V is needed. Hence for a given power P, a high-speed machine (for high power density) with high electromagnetic utilization C (for high torque density) was designed [6]. A high utilization mean also a high thermal utilization, which requires a water-jacket cooling system with a spiral cooling duct in the aluminum housing [11]. The coolant inlet temperature has a maximum temperature of 65 °C, because in the cooling circuit the inverter is positioned ahead in the series connection. The stator winding overhang is cast in an epoxy-based resin for increased heat transfer. 170 15 Two-Drive-Transmission with Range-Extender (DE-REX) powertrain results and potentials of the designed electrical machine For the DE-REX-E-motor the Thermal Class H (IEC 60034-1) is chosen, so the winding temperature should not exceed the insulation limit of 180 °C. For the design, the thermal requirements are an operation condition with driving 30 min at rated operation (OP2) and then for 30 seconds at maximum overload operation (OP1). Considering the maximum allowed coolant temperature of 65 °C and the calculated temperature rise during 30 min at OP2 of 38.1 K and during 30 s at OP1 ∆𝜗 , 30s = 37 K, the maximum temperature at the winding overhang at the NDE side is ∆𝜗 , , = 65°C + 38.1 K + 37 K = 140.1 °C, which gives a temperature reserve of 40 K at Thermal Class H. The corresponding rotor magnet temperature of ∆𝜗 , = 97.1 °C gives a 73 K safety margin with the limiting operating temperature of the magnet ∆𝜗 , = 170 °C (VACODYM 863 TP, company Vacuumschmelze GmbH, Hanau). In order to utilize fully the thermal utilization of the machine, the electric motor either can be equipped with a cheaper insulation system of a lower Thermal Class, such as F (155 °C), or can be redesigned with a higher thermal utilization by downsizing of the machine. We choose here the second method. Figure 3: 3D-thermal simulation model (JMAG), with measured and calculated temperatures in the winding overhang of the drive-end (DE) and non-drive-end (NDE), b) Calculated temperature rise at rated operation, M N = 55 Nm, n N = 4167 min -1 , with steady-state temperature (after t = 150 min) at the winding overhang driving end side ϑ WO,DE (150min) = 66.1 °C, at winding overhang non-driving end side ϑ WO,NDE (150min) = 69.2 °C, in the winding in the center of stator slots ϑ slot (150min) = 60.7 °C and in the rotor magnets ϑ Magnet (150min) = 67.6 °C [7, 8]. 3 Test Bench In the DE-REX project two test bench types are used at the TU Darmstadt. A test bench for testing the electric machines at the Institute for Electrical Energy Conversion and one test bench for testing the drive system at Institute for Internal Combustion Engines and Powertrain Systems. 171 15 Two-Drive-Transmission with Range-Extender (DE-REX) powertrain results and potentials of the designed electrical machine 3.1 The E-motor test bench at the Institute for Electrical Energy Conversion, TU Darmstadt The DE-REX-E-Motors and the inverter DMC524 of BRUSA company are tested and parameterized at the motor test bench (Figure 4) for the motor and inverter combination, regarding their efficiency, efficiency map (Motor Figure 5, Motor + Inverter Figure 6), temperature behavior and overload capability. Also operation strategies had been tested on the test bench [12]. The test bench is equipped with an automatic measurement system to drive the necessary operation points and to prepare the measurements. The battery, with a DC-voltage of 325 V, is simulated by a B6-rectifier fed by a line-to-line voltage of 230 V at 50 Hz. Alternatively, the DC-voltage can be changed by a variable transformer. The measurement method is a direct torque measurement. The electric power is measured with the power analyzer Norma 5000. All necessary temperatures e.g. such as winding or coolant temperature, are measured for the machine and the inverter. At the test bench the liquid water cooler is available for two machines. Figure 4: Motor test bench with DE-REX electric motor EM1 and BRUSA-inverter DMC524 [5] Figure 5: Measured efficiency map of the prototype machine with a winding temperature of 𝜗 ≈ 100 °𝐶 and magnet temperature of 𝜗 ≈ 60 °𝐶 [5] Torque M / Nm 94 90 92 80 70 96 OP1 OP2 OP3 95 172 15 Two-Drive-Transmission with Range-Extender (DE-REX) powertrain results and potentials of the designed electrical machine Figure 5: Measured efficiency map of the electric machine system (the prototype machine + the DMC524 inverter) with a winding temperature of 𝜗 ≈ 100 °𝐶 and magnet temperature of 𝜗 ≈ 60 °𝐶 [5] 3.2 Power train test bench at Institute for Internal Combustion Engines and Powertrain Systems [4] A powertrain test bench for hybrid vehicles, equipped for the commissioning of the entire powertrain, was used to investigate the DE-REX system. The powertrain is used as “Powertrain-in-the-Loop” approach. The schematic layout is given in Figure 6, according to [4]. The DE-REX system was tested with the demo vehicle parameters (Table 5) at the powertrain test bench concerning the electric energy and hybrid fuel consumption. The electric energy consumption in different regulatory driving cycles was measured. The test bench is as well used to compare different drive topologies, where the DE-REX powertrain is used to represent different topologies (Table 7). Table 5: Vehicle data for the vehicle model in the simulation domain Parameter Value Unit Vehicle mass 1700 kg Air drag coefficient 0.26 - Frontal area 2.432 m 2 Rolling friction coefficient 0.01 - Dynamic wheel radius 0.31 m In order to determine the system efficiency and energy consumption, the mechanical power at the transmission output 𝑃 , (torque and speed of the drive shaft) is measured and compared with the electric power measured at the battery simulator (voltage and current) [4]. The electric power is measured with the power analyser Zimmer LMG 500. 90 92 80 70 93 OP1 OP2 OP3 60 173 15 Two-Drive-Transmission with Range-Extender (DE-REX) powertrain results and potentials of the designed electrical machine For driving the powertrain, the simulation environment contains a virtual driver module, which controls the drive pedal position to accelerate or to brake the car. The car data, given in Table 5, is used to determine the energy efficiency. Depending on the chosen setup, the powertrain control unit sets the torque for the two electric machines EM1 & EM2and the internal combustion engine. Also the pure electric driving mode is simulated with the power train test bench. Figure 6: Schematic layout of the powertrain-in-the-loop test bench [4] 4 Electric energy consumption concept evaluation [4] As the DE-REX project started in January 2015, all cars were tested in the “New European Driving Cycle (NEDC)”. One research aim of the DE-REX project was to reduce the energy consumption for the electric operation compared with a system which is used e.g. for the Opel Ampera (Voltec ATS 1 st generation). Another aim was to reduce the installed electric system power. Table 6 shows a comparison concerning the electric installed power, which is 42 % less compared to the Opel Ampera and the by 9.7 % less energy consumption of DE-REX powertrain. Table 6: Comparison between DE-REX and Opel Ampera [3] electric powertrain Criteria DE-REX Opel Ampera Comparison Electric power kW 2x48 = 96 110+55 -42 % The measurements are done at the hardware-in-the-loop test bench with the DE- REX vehicle parameters (Table 5) for the powertrain setup given in Table 7. For the NEDC driving cycle it is possible to drive the DE-REX powertrain with only one electric machine (Modes 1+2 or Modes 3+4, Table 1). A further reduction of the energy consumption is possible, if both electric machines are operated during (10 % of the 174 15 Two-Drive-Transmission with Range-Extender (DE-REX) powertrain results and potentials of the designed electrical machine operation time, Modes 5…8, Table 1)) and are using the described DE-REX operation strategy in [9,12]. This comparison between a powertrain with one powerful electric machine with a fixed gear ratio and the DE-REX system (Modes 1…8, Table 1) are investigated for the WLTC (Worldwide harmonized Light vehicles Test Procedure) [4]. In 21 % of the cycle time both electric machines EM1 & EM2 are used to increase the energy efficiency und to reduce the energy consumption of the powertrain. The comparison of four different electric powertrain topologies (Table 4) for the WLTC (Figure 6) and NEDC is discussed in detail in [4]. The results are evaluated by measurements and a scaling approach [4] on the hardware-in-the-loop test bench for the DE-REX vehicle data (Table 5). The fixed-speed powertrain (1EM 171kW ,1i) is measured in mode 8 (Table 1), and the energy consumption is corrected analytically by linear scaling of the electric motor efficiency map, due to the case that the installed power is smaller than required (171 kW > 96 kW). With a multi-speed and multi-electric machine powertrain concept like the DE-REX system the electric energy consumption can be reduced by up to 10.7 % (Figure 7) in comparison to a fixed-speed transmission with one bigger powerful electric machine. The results prove that the theoretical assumption of [1]. The Two-Drive-Transmission (2EM 48kW , 2i) was operated with the for the DE-REX developed operation strategy for minimizing the energy consumption [9]. As discussed in [2] the multi-electric machine powertrain concept has a higher potential for long-distance capability at e.g. same costs. The two electric machines EM1 & EM2 contributes about 10% of the cost of the drive system. Thus, it is of interest to reduce the cost of the electric machines, which means mainly to reduce the mass of the magnets (VAYODYM 863 TP) and the volume, because volume is proportional to the material cost. Further the volume reduction leads to reduced cost for the integration of the electric motors. Table 7: Comparison of the dimensioning and electric energy consumption of different powertrain configurations for BEVs based on [4] 1EM 171kW ,1i 2EM 48kW ,2i Top speed 180 km/ h 180 km/ h Launch torque 2500 Nm 2500 Nm EM power 171 kW 2 x 48 kW Gear ratios i = 6.4 i 11 & i 21 = 12 i 12 & i 22 = 6.4 Therefore, two possible approaches to reduce E-Motor size and cost were analyzed in this study: - Redesign of the DE-REX-E-Motors with decreased active volume and magnet mass by avoiding any temperature reserve, - Investigation of a hair-pin winding with increased fill-factor and current density for further reduction of active volume and magnet mass 175 15 Two-Drive-Transmission with Range-Extender (DE-REX) powertrain results and potentials of the designed electrical machine Figure 7: Comparative evaluation of the electric energy consumption of different powertrain configurations [4] 5 Increasing of thermal utilization of the DE-REX-E-Motor with decrease active volume and magnet mass [7, 8] The prototype tests of the DE-REX-E-Motor (Figure 2) showed a thermal reserve with respect to Thermal Class H (Figure 3) [5, 6, 7, 8], so an increase of the thermal utilization was decided. Thus the iron length was reduced first, while the stator bore diameter d si and the number of stator slots were not modified. For the same power then the current must be increased. This leads to a higher hot spot temperature of nearly 180 °C in the winding, which is close to the Thermal Class H limit. Hence, in the next developing stage the stator bore and slot geometry were modified. By an again increased iron length of 128 mm and by a reduction of the stator bore diameter from 92.8 mm to 85 mm the hot spot temperature is reduced to 165 °C. The redesigned DE-REX-E-Motor has an active volume, which is reduced by 18 %, compared to the original DE-REX-E-Motor (Table 8). A further reduction of iron length to 120 mm resulted again in an increased hot spot temperature of 180 °C, but now with -44 % reduced magnet mass (Table 8). 5.1 Increase of slot fill factor with a hair-pin winding for the reduction of active mass and magnet mass The DE-REX-E-Motor was redesigned with a two-layer three phase hair-pin wave winding according to [7, 8]. It was calculated to fulfil the requirements according to Table 3. First the winding design is adapted for the same stator bore diameter d si = 92.8 mm and the 36 slots of the DE-REX-E-Motor. Four wires with a rectangular 176 15 Two-Drive-Transmission with Range-Extender (DE-REX) powertrain results and potentials of the designed electrical machine cross section with each a height of 2.5 mm and a width of 4.5 mm as two turns per coil in a two-layer winding are used in one slot. For the hair-pin winding concept, the winding overhang is modelled in JMAG for the thermal calculation as it has been done for all other developed DE-REX-E-Motors. [6]. Table 8: Redesign steps of the DE-REX-E-Motor with distributed winding and round wires (d so = stator outer diameter, l Fe = iron length, ϑ Hotspot = highest temperature in the winding, V = active volume, m Mag = mass of the magnets) DE-REX-E-Motor 1 st Redesign 2 nd Redesign Redesigned DE- REX-E-Motor d so = 150 mm, l Fe = 140 mm d so = 150 mm, l Fe = 107 mm d so = 142 mm, l Fe = 128 mm d so = 142 mm, l Fe = 120 mm ϑ Hotspot = 136 °C ϑ Hotspot = 180 °C ϑ Hotspot = 165 °C ϑ Hotspot = 180 °C V = 2474 cm 3 V = 1891 cm 3 (-23.6 %) V = 2027 cm 3 (-18.1 %) V = 1900 cm 3 (-23 %) m act = 16.0 kg m act = 12.2 kg m act = 13.4 kg m act = 12.6 kg m Mag = 1.06 kg m Mag = 0.81 kg (-23 %) m Mag = 0.63 kg (-41 %) m Mag = 0.59 kg (-44 %) Table 9: Comparison of the DE-REX-E-Motor and a) the redesigned DE-REX-E- Motor with distributed winding and round wires and b) the DE-REX-E-Motor with hairpin winding (d so = stator outer diameter, l Fe = iron length, ϑ Hotspot = highest temperature in the winding, V = active volume, m Mag = mass of the magnets, m act = active mass) DE-REX-E-Motor Redesigned DE-REX-E- Motor with round wire winding Redesigned DE-REX-E- Motor with hair-pin winding a) b) d so = 150 mm, l Fe = 140 mm d so = 142 mm, l Fe = 120 mm d so = 133.6 mm, l Fe = 120 mm ϑ Hotspot = 136 °C ϑ Hotspot = 180 °C ϑ Hotspot = 176.8 °C V = 2474 cm 3 V = 1900 cm 3 (-23 %) V = 1682 cm 3 (-32 %) m Mag = 1.06 kg m Mag = 0.59 kg (-44 %) m Mag = 0.59 kg (-44 %) m act = 16 kg m act = 12.6 kg (-21%) m act = 11.6 kg (-27.5 %) η OP2 = 95.7 % η OP2 = 94.6 % η OP2 = 95.2 % Finally in a second step four rectangular wires with an increased height of 2.8 mm and a width of 4 mm are placed in the 36 slots, yielding a maximum calculated winding temperature of 176.8 °C for the requirements with consecutive OP2 and OP1 operation, according to Table 3. This new design is compared in Table 9 with the rede- Reduction of outer diameter d so Reduction of l Fe Reduction of l Fe 177 15 Two-Drive-Transmission with Range-Extender (DE-REX) powertrain results and potentials of the designed electrical machine sign of Table 8 and with original DE-REX-E-Motor. It shows that there is a high potential for the reduction of the active volume V and active mass m act . Both the revised round wire winding and the hair-pin winding DE-REX-Motor versions allow a reduction of the magnet mass by 44 %, leading to a corresponding cost reduction. The active volume V can be reduced by 32 % for the hair-pin winding motor. According to the volume diminution also the reduction of active mass m act is higher for the hair-pin winding version, offering a total mass reduction by 27.5 %. 6 Conclusion The DE-REX project shows that a multi-speed and multi-electric powertrain has a lower energy consumption than a single motor, single stage power train. This is due to a higher efficiency for the required operation points e.g. at the WLTC. All drive components were tested in detail on different test benches. The integration of the power train into an existing car was possible, but the developed E-Motors and the transmission have potential for further down-sizing development. On the test bench it was detected, that the E-Motor has a thermal reserve. Thus a development study for further downsizing was prepared, when any temperature reserve is avoided. This study shows significant reduction possibilities of the active E-motor mass and especially of the magnet mass, of -27.5 % respectively -44 %, when a round wire stator winding is used. An even bigger active volume reduction by -32 % can be made, when a stator hair-pin winding is used. This smaller E-Motor allows a further downsizing development of the transmission, as it is discussed in [4]. Acknowledgment Accompanied by: Forschungsvereinigung Antriebstechnik e.V. (FVA) Literaturverzeichnis [1] König, R.; An, J.: “Entwicklung eines hocheffizienten Antriebsstrangs mit automatisiertem Mehrganggetriebe und Doppel-E-Antrieb zur unterbrechungsfreien Zugkraftübertragung“, Abschlussbericht zum FVA-Projekt 688, Forschungsvereinigung Antriebstechnik im VDMA, Frankfurt am Main, 2014. [2] Viehmann, A., König, R.; Rinderknecht, S.: “Investigation of Gear Shifts in a Parallel-Series Hybrid Powertrain with Dog Clutches in a Demonstrator Vehicle (Two-Drive-Transmission with Range-Extender, DE-REX)”; VDI-Berichte 2328: Drivetrain in Vehicles 2018. 178 15 Two-Drive-Transmission with Range-Extender (DE-REX) powertrain results and potentials of the designed electrical machine [3] Jäger, R.; Ramminger, P; Matthé, R.; Herrmann, M.: “The Electric Propulsion System in the new Opel Ampera-e”, 38. Internationales Wiener Motorensymposium, VDI-Verlag, Band 2, Zweiter Tag, pp.1-13, Wien, Austria, 2017. [4] Viehmann, A.; Schleiffer, J.-E.; Rinderknecht, S.: ”Evaluation of the Dedicated Range-Extender Transmission Powertrain Concept DE-REX regarding Efficiency, Costs and Complexity”, VDI-Berichte 2354: Drivetrain in Vehicles 2019 [5] Gemeinder, Y.; An, J.; Binder, A.: “Auslegung und Messung der E-Maschine für den Doppel-E-Antrieb mit Range-Extender (DE-REX)“, 8. Expertenforum Elektrische Fahrzeugantriebe (FVA), Schweinfurt, Germany, 2016. [6] An, J.; Binder, A.: “Permanent magnet synchronous machine design for hybrid electric cars with double e-motor and range extender“, e&i (Elektrotechnik & Informationstechnik), 2016, Volume 133, Issue 2, pp 65-72, Springer-Verlag. [7] An, J., Gemeinder, Y.; Binder, A.: “Downsizing possibilities of a PM synchronous motor for a hybrid vehicle“, e&i (Elektrotechnik & Informationstechnik), 2019, Volume 136, Issue 2, pp 143-152, Springer-Verlag. [8] Gemeinder, Y.; An, J.; Binder, A.: “Concept Study of the DE-REX E-Machine“, 10. Expertenforum Elektrische Fahrzeugantriebe und Elektromobilität (FVA), Stuttgart, Germany, 2018. [9] Rinderknecht, S.; Binder, A.; Beidl, C. et al.: “DE-REX - Doppel-E-Antrieb mit Range-Extender - Aufbau eines innovativen seriell-parallelen Doppel-E- Antriebskonzepts mit höchster Effizienz und zugkraftunterbrechungsfreiem Schaltgetriebe“, TU Darmstadt, Darmstadt, Germany, 30.06.2018. [11] Gemeinder, Y.; Binder, A.: “Konstruktion und Aufbau einer IPMSM für den Doppel-E-Antrieb mit Range Extender (DE-REX)“, 10. Tagung „El. Antriebstechnologie für Hybrid- und Elektrofahrzeuge“, Haus der Technik (hdt), Würzburg, Germany, 27.-28. 9. 2017, pp. 1-10. [12] An, J.; Gemeinder, Y.; Viehmann, A.; König, R.; Fischer, S.; Binder, A.; Rinderknecht, S.; Beidl, Ch.: “Doppel-E-Antrieb mit Range-Extender (DE-REX)- System - Auslegung und Betriebsstrategien am Beispiel der eingesetzten Permanentmagnet-Synchronmaschinen“, in Proc. VDI-Konferenz Innovative Antriebe 2016, 23.-24.11.2016, Dresden, Germany, pp. 51-65. 179 16 Der Planetenmotor mit integrierter Elektronik und mechanischer Feldschwächung als neuer Antrieb für Elektro-KFZ Manfred Schrödl, Andreas Brunner, Richard Spießberger Abstract In the contribution, a multi-rotor-machine, the so-called „Planetary Motor”, is presented. It enables a compact combination of gear box, electric motor and power electronics. After deriving the principle of the planetary motor, a compact structure with integrated electronics is presented, which especially considers demands of electric cars. Furthermore, the control scheme and the possibility of mechanical field-weakening is presented based on a functional prototype. An outlook with respect to automotive applications is given. Kurzfassung In der Arbeit wird eine Multi-Rotor-Maschine, der sogenannte Planetenmotor präsentiert, die eine kompakte Kombination von Getriebe, E-Maschine und Leistungselektronik ermöglicht. Nach der Herleitung des Prinzips wird eine kompakte Struktur mit integrierter Elektronik vorgestellt, die speziell auf Anforderungen von Elektrofahrzeugen Rücksicht nimmt. Weiters werden anhand eines Funktionsmusters das Regelkonzept und das Konzept der mechanischen Feldschwächung präsentiert. Ein Ausblick auf den Einsatz in Automotive-Anwendungen wird gegeben. 1 Einleitung und Problemstellung Elektrische Maschinen werden häufig mit Getrieben ausgeführt, um die Drehzahl der elektrischen Maschine zu reduzieren und das Drehmoment zu erhöhen. Die klassische Lösung ist, die Abtriebswelle der elektrischen Maschine als Eingang in ein Stirnrad- oder Planetengetriebe zu verwenden. Motor und Getriebe stellen daher getrennte Funktionseinheiten dar. Der vorliegende Aufsatz zeigt einen neuen Ansatz zum kombinierten Aufbau einer Motor/ Getriebe/ Elektronik-Einheit, wobei der Motor als ein verteiltes System mit mehreren Rotoren ausgeführt ist [1], [2]. 180 16 Der Planetenmotor mit integrierter Elektronik und mechanischer Feldschwächung als neuer Antrieb für Elektro-KFZ 2 Herleitung der neuen Maschinenstruktur Die Grundidee der Planetenmotor-Struktur wird beispielhaft anhand einer einfachen zweipoligen Struktur mit 3 Zähnen pro Umfang gezeigt (für kompakt aufgebaute Planetenmotor-Strukturen wird auf Kapitel 3 verwiesen). Ausgehend von zwei Einzelmotoren wird durch Kombination der beiden Motoren und geometrische Vereinfachung eine gemeinsame Motorstruktur mit einem gemeinsamen Stator und zwei Rotoren gebildet (Abb. 1). Abbildung 1: Zwei Einzelmotoren und daraus abgeleiteter Planetenmotor mit zwei Rotoren [3] Kombiniert man zwei solche Strukturen mit je zwei Rotoren, erhält man einen Planetenmotor mit vier Rotoren und insgesamt nur sechs Statorspulen (Abb. 2). Diese können zu einem klassischen Drehstromsystem zusammengeschaltet werden (siehe Kapitel 4). Abbildung 2: Planetenmotor mit vier Rotoren [3] Die Rotoren werden mit einem (typischerweise stark) untersetzenden Getriebe mechanisch gekoppelt, wobei auf die Erzeugung der gewünschten Drehrichtung zu achten ist [2]. 181 16 Der Planetenmotor mit integrierter Elektronik und mechanischer Feldschwächung als neuer Antrieb für Elektro-KFZ Abbildung 3: Planetenmotor mit vier Rotoren und einer zentralen Zahnrad- Anordnung mit Innen- und axial versetzter Außenverzahnung [3] Deutliche Erhöhung der installierbaren Leistung bei Hochdrehzahlrotoren Betrachten wir einen Kompaktantrieb bestehend aus Hochdrehzahlmotor und Untersetzungsgetriebe, etwa einen Elektroauto-Antrieb (Abb. 4). Abbildung 4: a) Klassische Antriebseinheit für ein Elektrofahrzeug mit Elektromotor, Stirnradgetriebe und Differenzialgetriebe (Foto: VW) b) Elektrische Antriebseinheit mit koaxialem Abgang der Halbachsen aus dem Differenzialgetriebe durch die hohle Motorwelle (Zeichnung: GKN) Bei gegebenem Rotordurchmesser wird die Umfangsgeschwindigkeit aufgrund der Festigkeitseigenschaften des Rotormaterials limitiert. Typischerweise können Umfangsgeschwindigkeiten im Bereich von 100-200 m/ s wirtschaftlich dargestellt werden [4]. Unterstellen wir die gleiche spezifische Schubkraft im Luftspalt sowohl des ursprünglichen klassischen Motors als auch des Planetenmotors (gleiche Flussdichte-Grundwelle und gleicher Strombelag), so können wir den Originalrotor (Durchmes- 182 16 Der Planetenmotor mit integrierter Elektronik und mechanischer Feldschwächung als neuer Antrieb für Elektro-KFZ ser D) durch vier in Summe flächengleiche Planetenrotoren (Durchmesser jeweils D/ 2) ersetzen. Jeder Planetenrotor liefert dann ein Viertel des ursprünglichen Drehmomentes (halbe Umfangskraft wegen halber Umfangsfläche im Luftspalt; halber Radius), also in Summe liefern die vier Planetenrotoren das gleiche Drehmoment wie der Originalrotor. Bei gleicher Leistung von Originalmotor und Planetenmotor bedeutet dies gleiche Drehzahl des ursprünglichen Rotors und der Planetenrotoren. Aufgrund des halben Durchmessers tritt also nur die halbe Umfangsgeschwindigkeit gegenüber dem ursprünglichen Rotor auf. Tritt also die Leistungsgrenze durch die Umfangsgeschwindigkeit auf, kann diese im Planetenmotor um den Faktor 2 erhöht werden, bis die gleiche Umfangsgeschwindigkeit auftritt. Vereinfachte Planetengetriebestufe Im Vergleich zu einem normalen Planetengetriebe weist die Planetenstufe des Planetenmotors einige Vorteile auf. Die vier Rotoren erzeugen praktisch das gleiche Drehmoment, wodurch automatisch eine gleichmäßige Krafteinleitung in die Zähne des Sonnenrades gewährleistet ist. Es ist also aus Sicht der Kraftaufteilung auf die Planeten keine besondere Präzision bei der Zahnfertigung nötig. Weiters erfolgt die Kraftumsetzung beim Planetenmotor nur in einem Kontaktpunkt pro Planeten- Zahnrad (im Gegensatz zu zwei Kontaktstellen beim klassischen Planetengetriebe), wodurch der Wirkungsgrad des Getriebes deutlich besser als beim normalen Getriebe ist. Bei Außenläufer-Antrieben, wie z.B. Trommelmotoren, Radnabenmotoren, Rohrmotoren etc. kann das Sonnenrad des Planetenmotors direkt mit dem rotierenden Außenteil verbunden werden, wodurch sehr kompakte Lösungen möglich sind. Elektrofahrzeug-Antriebe Elektrofahrzeuge haben Antriebseinheiten bestehend aus klassischem Elektromotor und Getriebestufe. In Abb. 4a ist die Antriebseinheit eines VW E-Golf gezeigt. Die elektrische Maschine ist über ein zweistufiges Stirnradgetriebe und ein Differenzialgetriebe an die beiden Halbachsen gekoppelt. Alternativ kann der Antrieb koaxial aufgebaut werden (z.B. Lösung von GKN, Abb. 4b), wo die Motorwelle als Hohlwelle ausgeführt ist und die elektrische Maschine mit einem Planetensatz und einem folgenden Differenzialgetriebe verbunden ist. Das Differenzialgetriebe treibt die beiden Halbachsen an, wobei eine Halbachse durch die Hohlwelle des Motors geführt ist. Führt man diese Grundstruktur als Planetenmotor aus, erhält man eine sehr kompakte Einheit (Abb. 5). Das Sonnenrad des Planetenmotors ist mit einer Hohlwelle ausgeführt und direkt mit dem Planetengetriebe konstruktiv verbunden. Damit können diverse mechanische Komponenten eingespart werden. Auf den zusätzlichen Vorteil der reduzierten Umfangsgeschwindigkeit der Rotoren und der kompakten Motor/ Elektronik-Einheit sei nochmals verwiesen. 183 16 Der Planetenmotor mit integrierter Elektronik und mechanischer Feldschwächung als neuer Antrieb für Elektro-KFZ Abbildung 5: Planetenmotor mit Differenzialgetriebe D (Gehäuse T, Kegelräder K1, K2), funktionell kombiniert mit dem Sonnenrad Z1. Planeten P1, P3 (ohne angeschlossene Rotoren des elektrischen Teils dargestellt). Halbachsen A1, A2, die mit den Antriebsrädern verbunden werden 3 Entwurf eines kompakten Planetenmotors für Automotive Anwendung In den zuvor gezeigten prinzipiellen Planetenmotor-Strukturen wurde speziell auf das grundsätzliche Funktionsprinzip Wert gelegt. Wie in [5] gezeigt, weist der Planetenmotor Vorteile in der Anwendung für Elektrofahrzeuge auf. Im Folgenden wird ein Entwurf eines Planetenmotors gezeigt, der auf Eigenschaften Rücksicht nimmt, wie sie in Antrieben in Elektrofahrzeugen wichtig sind, speziell sind dies: - Kompakter Aufbau - Geringe Komplexität des Wicklungsaufbaus - Hohe Überlastfähigkeit durch thermisch gut angebundene Kühlung an die Spulen - Leichte Automatisierbarkeit der Fertigung - Geringe Verluste - Absenken der Klemmenspannung auf ein geringes Niveau aus jeder Situation heraus Folgende Rahmendaten liegen der Auslegung zugrunde: - Konstantmomentbereich M = 60 Nm bis 8.000 U/ min - Konstantleistungsbereich P = 50 kW zwischen 8.000 - 24.000 U/ min - Zwischenkreisspannung 400 V - Maximaler Durchmesser der Anordnung: 200 mm 184 16 Der Planetenmotor mit integrierter Elektronik und mechanischer Feldschwächung als neuer Antrieb für Elektro-KFZ 3.1 Erreichen der geforderten Eigenschaften 3.1.1 Kompakter Aufbau Kompaktheit wird erreicht, indem die Eisenwege des Stators möglichst kurz gehalten werden. Dabei wird auf vollständige Symmetrie des Magnetkreises rund um den Luftspalt verzichtet und die Eisenwege soweit möglich verkürzt. Diese Strategie benötigt eine sorgfältige Auslegung des magnetischen Kreises, um die Drehmomentwelligkeit und den Oberschwingungsgehalt in der von den Rotoren induzierten Spannung im zulässigen Rahmen zu halten. Aus den vielen möglichen Pol/ Zahn- Kombinationen wird die einfachste 3-strängige Topologie mit 3 Zähnen pro Rotorumfang gewählt. In Abb. 6 wird eine kompakte Statorstruktur gezeigt. Insgesamt besteht die Topologie aus 6 Zahnelementen, die dann mit Spulen ausgestattet werden. Abbildung 6: Kompakte Statorstruktur mit sechs Statorelementen Die Konstruktion zeigt neben der Kompaktheit zwei wichtige vorteilhafte Eigenschaften: Erstens erlauben alle Elemente das Aufschieben von vorgefertigten Spulen und damit eine einfache Spulenfertigung und Montage, und zweitens ist die Flussführung in den Elementen weitgehend parallel zur langen Kante, sodass analog zu Transformatoren ein anisotropes Blech (klassisches kaltgewalztes Trafoblech) eingesetzt werden kann, welches sehr gute Eigenschaften im Hinblick auf zulässige maximale Flussdichte und geringe spezifische Verluste aufweist (siehe Abb. 7). 3.1.2 Auslegungskriterien für die Rotoren Es sind verschiedene Polpaarzahlen denkbar. Eine zweipolige Anordnung hat den Vorteil einer geringen Ummagnetisierungsfrequenz pro mechanischer Umdrehung und damit geringere Eisenverluste zur Folge, andererseits ist die zweipolige Anordnung weniger günstig im Hinblick auf die magnetische Flussführung im Rotor im Ver- 185 16 Der Planetenmotor mit integrierter Elektronik und mechanischer Feldschwächung als neuer Antrieb für Elektro-KFZ gleich zu einer vierpoligen Variante. Daher wird beim vorgestellten Konzept eine vierpolige Anordnung mit einfacher Geometrie gewählt (Abb. 8). Abbildung 7: Magnetisierungskennlinien unterschiedlicher Materialien [11] a) Elektroblech, kornorientiert in Walzrichtung magnetisiert b) Elektroblech und Stahlguss c) Legiertes Blech d) Gusseisen Abbildung 8: Struktur mit vierpoligen Rotoren Mit Hilfe der Geometrieparameter entlang des Luftspalts (Öffnungswinkel, Verschiebungswinkel zwischen den Zähnen, Aufweitung des Luftspaltes bei den Zahnrändern etc.) kann Einfluss auf den Oberwellengehalt der Flussdichteverteilung im Luftspalt und letztlich auf die Flussverkettung in den Spulen in Abhängigkeit von der Rotorstellung genommen werden. Weiters besteht natürlich noch die Möglichkeit einer kontinuierlichen oder diskretisierten Schrägung (mehrere Rotorsegmente um einen gewissen Winkel verdreht zusammengesetzt), um eine gleichmäßige Drehmomententwicklung in Abhängigkeit von der Rotorstellung zu erzielen. 186 16 Der Planetenmotor mit integrierter Elektronik und mechanischer Feldschwächung als neuer Antrieb für Elektro-KFZ Um möglichst viel Leistung im Bauraum zu installieren, werden die Rotoren mit möglichst hoher Drehzahl betrieben. Erfahrungsgemäß ergeben sich zulässige Umfangsgeschwindigkeiten von ca. 100-200 m/ s, je nach mechanischen Eigenschaften der Materialien [4]. Für die dargestellten Rotoren wurde eine mechanische Simulation durchgeführt, um die zulässigen Drehzahlen abzuschätzen. Die geplanten Drehzahlen von 24.000 U/ min sind gemäß Festigkeitsberechnung zulässig (Abb. 9). Abbildung 9: Festigkeitsberechnung der Rotoren bei 24.000 U/ min (Schnittmodell, Verformung in mm) 3.1.3 Geringe Komplexität des Wicklungsaufbaus Aufgrund des rechteckigen Querschnitts der magnetisch leitenden Elemente im Bereich der Spulen können diese sehr einfach vorgefertigt und auf die magnetisch leitenden Teile aufgeschoben werden. Um einen hohen Kupferfüllfaktor zu erzielen, können die Spulen mit Rechteckleitern ausgeführt werden (Abb. 10). Abbildung 10: Vorgefertigte Spule mit Rechteckleiter Führt man alle Spulenenden auf einer Seite aus, so können die Spulen einfach mit einer Leistungselektronik gekoppelt werden, die in unmittelbarer Nähe angebracht ist. Der Stator mit aufgeschobenen Spulen ist in Abb. 11 gezeigt. 187 16 Der Planetenmotor mit integrierter Elektronik und mechanischer Feldschwächung als neuer Antrieb für Elektro-KFZ Abbildung 11: Stator mit aufgeschobenen Spulen in Wechselwirkung mit vierpoligen Rotoren Da die Rotoren mit hoher Drehzahl betrieben werden, treten hohe Frequenzen in den Strömen auf. Damit wird die Stromverteilung über dem Leiterquerschnitt nicht mehr mit der Gleichstromverteilung übereinstimmen. Diese Effekte wurden untersucht und zeigten beim gewählten Spulenquerschnitt tolerierbare Erhöhung der Kupferverluste durch Stromverdrängungseffekte (Abb. 12). Der ohmsche Widerstand erhöht sich dadurch im Nennpunkt um 5 % und im höchsten Feldschwächpunkt um 24 %. Isolationstechnisch stellt die vorgestellte Spulengeometrie eine günstige Topologie dar, da keine Überkreuzungen von verschiedenen Strängen vorliegen und somit keine Phasentrenner und ähnliche Maßnahmen nötig sind. Die Spulen werden zu einem klassischen Drehstromsystem verschaltet und an üblichen dreisträngigen Umrichtern betrieben. Abbildung 12: Erhöhung des Leiterwiderstands durch Stromverdrängung in Abhängigkeit der Drehzahl 188 16 Der Planetenmotor mit integrierter Elektronik und mechanischer Feldschwächung als neuer Antrieb für Elektro-KFZ 4 Konkrete Auslegung eines automotive-kompatiblen Planetenmotors 4.1 Elektrische Verschaltung des Planetenmotors Ausgehend von der Viermotor-Topologie mit 12 Spulen seien die Teilmotoren beispielsweise in Stern geschaltet. (Abb. 13a). Die vereinfachte Spulenanordnung des Planetenmotors kann z.B. in Stern, Dreieck oder offener H-Brücke geschaltet werden. Weiters können die zwei Teilspulen der Stränge in Serie oder parallel geschaltet werden. In Abb. 13b ist ein Schaltungsbeispiel mit zwei parallelen Spulen pro Strang, sowie eine Sternschaltung der drei Stränge u,v,w gezeigt. Abbildung 13: a) Originale Vierfach-Sternschaltung bei vier magnetisch unabhängigen Teilmotoren b) Planetenmotor mit Sternschaltung der Stränge, Strang-Teilspulen parallel oder alternativ in Serienschaltung 4.2 Hohe Überlastfähigkeit durch thermisch gut angebundene Kühlung an die Spulen Aus Abb. 11 ist zu sehen, dass jede Spule einige plane Seiten aufweist, die mit einem Kühlelement gut thermisch angebunden werden können. Als Beispiel ist in Abb. 14 ein Kühlkonzept für eine sehr effektive Kühlung angegeben. Die Kühlelemente haben direkten Kontakt zu den Spulenoberflächen und sind vorzugsweise mit Kühlflüssigkeit durchströmt. Die Kühlung kann mit zwei stirnseitigen Kühlplatten, die Teile des Kühlkreislaufs sind, vervollständigt werden. Die stirnseitigen Kühlplatten dienen gleichzeitig als Lagerplatten für die Rotoren. In Abb. 15 ist die seitliche Situation dargestellt. Es ist erkennbar, dass die Geometrie sehr kurze Wickelköpfe aufweist und die Kühlplatten geometrisch einfach aufgebaut sind. 189 16 Der Planetenmotor mit integrierter Elektronik und mechanischer Feldschwächung als neuer Antrieb für Elektro-KFZ Abbildung 14: Kühlelemente mit enger thermischer Kopplung an Spulen und Blechpakete Abbildung 15: Seitliche Ansicht mit Wickelköpfen und einseitig ausgeführten Spulenenden Die Spulenenden werden durch die Kühl- und Lagerplatte (entsprechend isoliert) geführt und stellen eine mechanisch gut anzuschließende Verbindung für eine integrierte Leistungselektronik dar (Abb. 16). Dabei kühlt die Platte sowohl die Wickelköpfe als auch die Leistungselektronik. Dieses Konzept mit der angebundenen Leistungselektronik wurde anhand eines Prototyps aufgebaut und getestet. Dabei zeigt sich, dass ein sehr kompakter Aufbau der Motor/ Getriebeeinheit möglich ist (Abb. 17). 190 16 Der Planetenmotor mit integrierter Elektronik und mechanischer Feldschwächung als neuer Antrieb für Elektro-KFZ Abbildung 16: Spulenenden ohne und mit ausgeführter Kühl- und Lagerplatte Abbildung 17: Symbolische und ausgeführte Leistungselektronik (linker Bildrand: 1200 V / 400 A-IGBT, durch Kühlplatte gekühlt, Mitte: Spulenleiter- Durchführung) direkt am Planetenmotor gekoppelt 4.3 Ergebnisse der Auslegung Gemäß den Anforderungen wurde der Planetenmotor auf folgende Drehmoment- und Leistungskennlinie über der Drehzahl (links) ausgelegt. Rechts ist das ermittelte Drehmoment über dem Strangstrom aufgetragen. Unter Einhaltung des maximalen Durchmessers von 200 mm ergibt die Berechnung eine nötige Länge des Blechpakets von 100 mm. Aufgrund der Spulenanordnung kann gegenüber einem kreisförmigen Querschnitt noch Bauhöhe eingespart werden, sodass die Einbauhöhe ohne Gehäuse auf 170 mm beschränkt werden kann (siehe auch Abb. 17). 191 16 Der Planetenmotor mit integrierter Elektronik und mechanischer Feldschwächung als neuer Antrieb für Elektro-KFZ Abbildung 18: Auslegung des Planetenmotors: Vorgegebene (und erreichte) Drehzahl/ Drehmoment-Kennlinie sowie ermittelte Drehmoment/ Strom-Kennlinie In folgenden Bildern sind die Klemmenspannungsverläufe bei Nenndrehzahl und Maximaldrehzahl (Feldschwächbereich) dargestellt. Die Feldschwächung wird dabei durch eine entsprechende feldschwächende Stromkomponente erzielt. Abbildung 19: Strangspannungsverläufe bei Nenndrehzahl und maximaler Drehzahl Die Drehmomentbildung über dem Winkel ist in Abb. 20 bei Nenndrehzahl und maximaler Drehzahl angegeben. Es ist dies das Summendrehmoment der vier Rotoren, die in das gemeinsame Getriebe eintreiben. Bei einer Untersetzung von 1: 20 (Nenndrehzahl am Abtrieb 400 U/ min, Maximaldrehzahl 1.200 U/ min) liefert der Planetenmotor dann 1.200 Nm Nenndrehmoment bei 400 U/ min. 192 16 Der Planetenmotor mit integrierter Elektronik und mechanischer Feldschwächung als neuer Antrieb für Elektro-KFZ Abbildung 20: Drehmomentverläufe bei Nenndrehzahl und maximaler Drehzahl 4.4 Mechanische Feldschwächung Die Permanentmagneterregung der einzelnen Rotoren kann durch (Teil-) Flussverkettungszeiger repräsentiert werden, die geometrisch zu einem Gesamtflussverkettungszeiger addiert werden, welcher für die innere Spannungsbildung in den Strängen verantwortlich ist. Verdreht man die elektrischen Winkellagen der Rotoren zueinander, kann die geometrische Summe der Teilflussverkettungen beeinflusst werden. Im Fall einer elektrischen 180°-Verdrehung der beiden Drehrichtungsgruppen geht die resultierende Klemmenspannung gegen Null, somit kann durch mechanische Winkelverdrehung eine Feldschwächung bis zur Feldauslöschung, sprich verschwindenden Klemmenspannung erzielt werden. Damit kann im Fehlerfall des Umrichters die Spannung auf ein ungefährliches Niveau ohne aktive Kurzschlussschaltung erzielt werden. Die berechnete Klemmenspannung in Abhängigkeit vom mechanischen Feldschwächgrad ist in Abb. 21 angegeben. Abbildung 21: Effektivwert der Klemmenspannung bei mechanischer Feldschwächung im Vergleich zum Nennwert (90° mechanischer Feldschwächwinkel entspricht 180° elektrisch bei den vierpoligen Rotoren) 193 16 Der Planetenmotor mit integrierter Elektronik und mechanischer Feldschwächung als neuer Antrieb für Elektro-KFZ Messung der mechanischen Feldschwächung an einem Prototyp Zum Test der Eigenschaften des Planetenmotors einschließlich der Möglichkeit der mechanischen Feldschwächung wurden je ein zwei- und vierpoliger Prototyp aufgebaut [3], [6], der die Verdrehung der Winkellagen durch axiale Verschiebung des zentralen innen- und außenverzahnten Hohlbzw. Sonnenrades auf der Abtriebswelle erzeugt (Abb. 22). Abbildung 22: Verdrehung von schrägverzahnten Rädern bei axialer Verschiebung des Zentralrades Dabei wird ausgenützt, dass die schrägverzahnten Räder bei axialer Verschiebung eine Winkeldrehung der Rotoren ausführen. Abbildung 23: Planetenmotor mit axialem Verstellmechanismus [6] Abbildung 24: Planetenmotor (rechts) am Prüfstand [6] 194 16 Der Planetenmotor mit integrierter Elektronik und mechanischer Feldschwächung als neuer Antrieb für Elektro-KFZ Die folgende Abbildung 25 zeigt die Abnahme der Strangspannung mit steigendem mechanischen Feldschwächgrad über der Drehzahl. Die Spannung kann fast völlig abgebaut werden. Abbildung 25: Abnahme der Strangspannung mit steigendem mechanischen Feldschwächgrad, rechts: Vergleich zwischen Rechnung und Messung [6] Abbildung 26: Klemmenspannungsverlauf bei unterschiedlichen mechanischen Feldschwächgraden [6] 5 Regelung des Planetenmotors Wie in Abb. 13 gezeigt, bildet der Planetenmotor ein klassisches dreisträngiges System. Obwohl die Geometrie der elektrischen Aktivteile nicht zylindrisch ist, verhält sich die Maschine wie ein symmetrischer dreisträngiger Motor. Daher kann ein üblicher dreisträngiger Umrichter mit konventioneller Regelung (z.B. feldorientiert) verwendet werden. (Abb. 27). 195 16 Der Planetenmotor mit integrierter Elektronik und mechanischer Feldschwächung als neuer Antrieb für Elektro-KFZ Abbildung 27: Sensorlose feldorientierte INFORM / EMK - Regelung des Planetenmotors [12] Wie in Abb. 27 dargestellt, kann eine besonders wirtschaftliche Realisierung des Planetenmotors unter Verwendung von sensorlosen Regelverfahren dargestellt werden [6]. Sensorlose Verfahren (kein mechanischer Geber nötig) sind seit vielen Jahren Gegenstand von Forschung und bereits in diversen Anwendungen im Einsatz [8], [9], [10]. Als Beispiel ist in Abb. 28 ein Vergleich von sensorbasierten und sensorlos (mit INFORM-Verfahren) ermitteltem Drehwinkel bei 5% der Nenndrehzahl angegeben. Der Erwartungswert des Winkelfehlers liegt im Bereich von 5 elektrischen Grad. Es ist damit bis Drehzahl Null hohes Startmoment ohne mechanische Sensorik möglich. Bei höheren Drehzahlen kommen bekannte und bewährte EMK-basierte Modelle zum Einsatz. Abbildung 28: Vergleich von mittels Geber und sensorlos (INFORM-) bestimmter Rotorposition bei kleiner Drehzahl sowie Histogramm der gemessenen Winkelfehler (Erwartungswert 5,5° el.) [6] 196 16 Der Planetenmotor mit integrierter Elektronik und mechanischer Feldschwächung als neuer Antrieb für Elektro-KFZ Die charakteristischen INFORM-Ortskurven für verschiedene Belastungen zwischen Leerlauf und Nennlast sind in Abb. 29 gezeigt. Abbildung 29: INFORM-Ortskurven bei verschiedenen Belastungen und fester Drehzahl [6] 6 Zusammenfassung und Ausblick Ausgehend von ausgeführten Funktionsmustern wurde in der Arbeit ein Planetenmotor für Automotive-Anwendungen entworfen. Dabei wurde speziell auf Kompaktheit, effiziente Kühlmöglichkeit und die Möglichkeit einer vollautomatischen Fertigung Wert gelegt. Es wurde auch die Integration der Leistungselektronik in ein gemeinsames Gehäuse aufgebaut und die einfache Ankopplung der Motorspulen an die Leistungselektronik gezeigt. Die Möglichkeit einer mechanischen Feldschwächung zur Reduktion der induzierten Spannung wurde experimentell bestätigt. Anhand der aufgebauten Prototypen wurden sowohl eine klassische feldorientierte Regelung als auch eine sogenannte sensorlose Regelung bis Stillstand implementiert und erfolgreich getestet. Im nächsten Schritt wird der Entwurf in einem Automotive-kompatiblen Prototyp umgesetzt. Literatur [1] Schrödl, M.: „Elektrisches Maschinensystem“, Österreichisches Patent AT518943B1. 197 16 Der Planetenmotor mit integrierter Elektronik und mechanischer Feldschwächung als neuer Antrieb für Elektro-KFZ [2] Schrödl, M.: „Der (elektrische) Planetenmotor - Eine unkonventionelle Kombination von Elektromotor und Planetengetriebe.“. Elektrotechnik und Informationstechnik, Heft 2 (2017), S 170-176. Springer. [3] Spießberger, R.: „Entwurf, Aufbau und Regelung eines zweipoligen Planetenmotors“. Diplomarbeit. Technische Universität Wien, 2018. [4] Viggiano, F.: „Aktive Magnetische Lagerung und Rotorkonstruktion Elektrischer Hochgeschwindigkeits-Antriebe“. Dissertation ETH Zürich, 1992. ADAG AG, Zürich. [5] Schrödl, M.: “The (Electrical) Planetary Motor - An Unconventional Combination of Electric Motor and Planetary Gear Box“. 29. Int. AVL Conference “Engine & Environment”, 2017, Graz. [6] Brunner, A.: „Design and Construction of a Four-Pole Planetary Motor for Automotive Applications“. Diplomarbeit. Technische Universität Wien, 2018. [7] Rajashekara, K. et al. (Hrsg): „Sensorless control of AC motor drives“, New York: IEEE Press, PC3996, ISBN0-7803-1046-2, 1996. [8] Schrödl, M.: „Sensorless Control of AC machines“. Habilitationsschrift, VDI- Fortschrittsberichte Nr. 117, Reihe (21) (1992). [9] Preusser, T.: „Neues sensorloses Regelverfahren für Synchronmaschinen“. Antriebstechnik 41 (Deutschland) (2002), Nr. 7, S. 21-23. Vereinigte Fachverlage. [10] Consoli, Al, Scarcella G., Testa, A.: „Industry Applications of Zero Speed Sensorless Control Techniques for PM Synchronous Motors“, IEEE Trans. On Industry Applications (2001), vol. 37, no. 2, S. 513-521. [11] Fischer, R., Linse H.: „Elektrotechnik für Maschinenbauer“, Springer Verlag, ISBN 978-3-8348-8304-9, 2012 [12] Brunner, A., Spießberger, R., Schrödl, M.: "Sensorless Control of a Planetary Motor," PCIM Europe 2019; International Exhibition and Conference for Power Electronics, Intelligent Motion, Renewable Energy and Energy Management, Nuremberg, Germany, 2019, pp. 1-6. 198 17 Quantifizierung von Einflussfaktoren auf die Drehmomentgenauigkeit in elektrischen Antrieben mittels Sensitivitätsanalyse Matthias Braband, Andreas Wilhelmi, Matthias Scherer Abstract Electric drive systems are increasingly being used in automobiles. However, the combination of comfort, dynamics and safety requirements places high demands on the torque accuracy. In the complex combination of battery, inverter and electrical machine, there are a lot of parameters that influence the system performance. In this work, these influences on the closed loop torque control are analyzed and quantified using a variance-based sensitivity analysis. This method enables the identification of relevant parameters independently of the complexity of the system and allows the engineer to specifically improve the torque accuracy. Kurzfassung Elektrische Antriebssysteme finden immer mehr Verwendung im Automobil. Die Kombination aus Komfort-, Dynamik, und Sicherheitsanforderungen stellt jedoch hohe Ansprüche an die Drehmomentgenauigkeit. In dem komplexen Verbund aus Batterie, Umrichter und elektrischer Maschine existiert eine Vielzahl von Parametern, die Einfluss auf die Drehmomentgenauigkeit haben. In dieser Arbeit werden die Einflüsse auf den geschlossenen Drehmomentregelkreis mit einer varianzbasierten Sensitivitätsanalyse untersucht und quantifiziert. Die Verwendung einer varianzbasierten Sensitivitätsanalyse ermöglicht die Identifizierung relevanter Parameter unabhängig von der Komplexität des Systems und gibt dem Entwickler die Möglichkeit, die Drehmomentgenauigkeit gezielt zu verbessern. 1 Einführung Elektrische Antriebe halten vermehrt Einzug in den Antriebsstrang des Automobils. Das vom elektrischen Antriebssystem, bestehend aus Energiespeicher, Umrichter und Elektromaschine (EM) bereitgestellte Drehmoment unterliegt vielen Anforderungen. Unter anderem spielt die Drehmomentgenauigkeit für den sicheren Betrieb des Antriebsstrangs eine entscheidende Rolle. Die direkte Messung des abgegebenen mechanischen Drehmomentes ist aufwendig. Als Abhilfe wird das Drehmoment indirekt über den Strom eingestellt, da dieser mit geringerem Aufwand gemessen werden kann. Die Berechnung des Drehmoments aus dem eingeprägten Strom beinhaltet allerdings temperatur- und arbeitspunktabhängige Maschinenparameter, wie die Längs- und Querinduktivität sowie den magnetischen Fluss im Rotor. Darüber hinaus unterliegen diese Parameter Fertigungstoleranzen und streuen in der Serienfertigung. Des 199 17 Quantifizierung von Einflussfaktoren auf die Drehmomentgenauigkeit in elektrischen Antrieben mittels Sensitivitätsanalyse Weiteren ist die Messung des Stroms, der Zwischenkreisspannung und des Rotorwinkels mit Messfehlern behaftet, die sich direkt auf die Genauigkeit der gestellten Ströme und somit auf das Drehmoment auswirken. Aus Zeit- und Kostengründen ist es nicht praktikabel jede produzierte Maschine am End-Of-Line (EOL) Prüfstand zu vermessen. Ebenso sind die Kosten für hochgenaue Winkel- und Stromsensoren nicht zu vernachlässigen. Die oben genannten Effekte werden deshalb in der Software durch entsprechenden regelungstechnischen Maßnahmen, wie zum Beispiel Beobachter und Vorsteuerungen kompensiert. In dem aus physikalischen Komponenten und Regelungssoftware bestehenden komplexen Gesamtsystem ist es mit konventionellen Methoden der Regelungstechnik nicht möglich Einflüsse von Parametern auf den Ausgang zu quantifizieren. Um dennoch die Drehmomentgenauigkeit zu verbessern und den Entwicklungsaufwand gering zu halten sind folgende Fragen von großem Interesse: 1. In welchem Maße hat welcher Parameter Einfluss auf die Drehmomentgenauigkeit? 2. Gibt es Wechselwirkungen zwischen Parametern die beachtet werden müssen? Durch die Anwendung der varianzbasierten Sensitivitätsanalyse auf das Modell des Gesamtsystems können diese Fragen beantwortet werden. Die bedeutendsten Vorteile der Methodik sind: - Modellunabhängigkeit - Quantifizierung komplexer Systemzusammenhänge - Identifizierung von Parametern mit signifikantem Einfluss - Analyse komplexer, geschlossener Regelkreise Für Entwicklungsprojekte ergibt sich daraus, dass die Entwicklung gezielter gesteuert werden kann, da die Einflüsse auf die definierten Zielgrößen quantifizierbar werden. Außerdem können in frühen Projektphasen hohe Reifegrade erreicht werden. Ebenso ist eine Kostenersparnis durch die Minimierung von Versuchen am Prüfstand denkbar. 2 Varianzbasierte Sensitivitätsanalyse Zu Beginn wird in einer Unsicherheitsanalyse, mit Hilfe der Monte-Carlo Analyse, eine Ausgangsstreuung berechnet. In einer Unsicherheitsanalyse ist es jedoch lediglich möglich die Streuung des Modellausgangs zu ermitteln. Es kann nicht bestimmt werden, welcher Parameter für welchen Anteil der Ausgangsstreuung verantwortlich ist. Aus diesem Grund erweitert die varianzbasierte Sensitivitätsanalyse nach Sobol[1] die klassische Unsicherheitsanalyse. Wie in Abbildung 1 dargestellt ermöglicht diese nicht nur die Größe der Ausgangsstreuung zu bestimmen, sondern ebenso den Einfluss von Parametern auf den Ausgang zu quantifizieren. Dies beinhaltet neben der Höhe des Einflusses des Parameters auch die Information, ob signifikante Wechselwirkungen mit anderen Parametern bestehen und wie groß diese sind. 200 17 Quantifizierung von Einflussfaktoren auf die Drehmomentgenauigkeit in elektrischen Antrieben mittels Sensitivitätsanalyse Abbildung 1: Ablauf einer Sensitivitätsanalyse Durch diese Quantifizierung der Zusammenhänge können unter anderem folgende Aufgaben bewältigt werden [2, S. 156]: - Factor Prioritization (FP): Es wird ermittelt, welche Parameter die Varianz des Ausgangs am meisten reduzieren, wenn sie auf einen Wert fixiert werden. Daraus lässt sich zum Beispiel ableiten, dass der identifizierte Parameter genauer gemessen werden sollte. - Factor Fixing (FF): Wenn der Parameter einen vernachlässigbaren Einfluss auf die Varianz aufzeigt, kann er auf jeden beliebigen Wert innerhalb seiner Streuung gesetzt werden, ohne den betrachteten Modellausgang signifikant zu beeinflussen. - Variance Cutting (VC): Wird benutzt, um das Niveau der Varianz unter einen definierten Schwellwert, zum Beispiel aus den Safety-Anforderungen des Produkts, zu bringen. Zur Berechnung der Sobol Indizes ist ein mathematisches Modell des zu untersuchenden Systems notwendig. Zur realitätstreuen Nachbildung der Parameterstreuungen werden diese über ihre Verteilungsdichtefunktionen modelliert. Basierend auf diesen Informationen lassen sich nun die Sobol Indizes mit folgenden Schritten berechnen: 1. Generierung der Stichproben basierend auf den Verteilungsdichtefunktionen 2. Durchführung der Monte-Carlo Simulationen 3. Berechnung der Sensitivitätsmaße Ein Nachteil der Methode nach Sobol, welche in Kapitel 2.2. näher erläutert wird, ist die benötigte Rechenzeit. In der von Sobol vorgestellten Variante sind zur Berechnung Monte-Carlo Simulationen notwendig. Diese erfordern jedoch eine große Anzahl an Simulationsdurchläufen und sind in der Praxis kaum realisierbar. Abhilfe schafft hier 201 17 Quantifizierung von Einflussfaktoren auf die Drehmomentgenauigkeit in elektrischen Antrieben mittels Sensitivitätsanalyse die Schätzung der Sensitivitätsindizes, wie in [3] beschrieben, wodurch die Anzahl der benötigten Simulationsdurchläufe deutlich reduziert werden kann. Hierdurch kann die Anzahl auf 𝑁(𝑘 + 2) Simulationsdurchläufe reduziert werden, wobei 𝑁 die Anzahl der Simulationsdurchläufe pro Parameter und 𝑘 die Anzahl der Parameter kennzeichnet. Eine weitere Möglichkeit die Rechenzeit zu reduzieren besteht darin, vorab den Einfluss der unterschiedlichen Parameter mittels einer qualitativen Bewertungsmethode abzuschätzen. Hierzu wird das in Kapitel 2.1 näher beschriebene Morris Screening verwendet. Der Rechenaufwand für das Screening beträgt lediglich 𝑟(𝑘 + 1) Simulationen, wobei 𝑟 die Anzahl der benötigten Trajektorien beschreibt. In der Praxis können die Werte im Bereich von 𝑁 ∈ [2000,5000] und 𝑟 ∈ [10,100] angesetzt werden. Es folgt, dass 𝑟(𝑘 + 1) ≪ 𝑁(𝑘 + 2) und somit mit vergleichbar geringem Aufwand ein Screening vorab durchgeführt werden kann. Dadurch können nicht relevante Parameter identifiziert und in der quantitativen Sensitivitätsanalyse ignoriert werden, was den Rechenaufwand der Sobol Indizes weiter reduziert. Aufgrund der Durchführungsreihenfolge der Analysen wird im Nachfolgen erst das Morris Screening erläutert und anschließend auf die Sobol Indizes eingegangen. 2.1 Morris Screening Das Morris Screening nach [4] bietet ein effizientes Verfahren zur qualitativen Abschätzung der Einflüsse von Parametern auf den Modellausgang. Die Grundidee von Morris basiert auf dem sogenannten elementaren Effekt, welcher sich aus 𝐸𝐸 = 𝑓(𝑥 , 𝑥 , . . . , 𝑥 , 𝑥 + Δ, 𝑥 , . . . , 𝑥 ) − 𝑓(𝑥) Δ (1) berechnet und als partieller Differenzenquotient aufgefasst werden kann. Dieser Differenzenquotient in einer Dimension des Zustandsraums mit der Schrittweite Δ beschreibt den Einfluss einer Parameteränderung, wenn alle anderen Parameter auf einen Wert festgesetzt werden. Somit ist der elementare Effekt genau einem Parameter 𝑖 zuzuordnen. Um für alle Parameter von Interesse mindestens einen elementaren Effekt berechnen zu können muss eine Trajektorie durch den Parameterraum bestimmt werden. Die Berechnung der elementaren Effekte wird über eine Anzahl Trajektorien 𝑟 mit unterschiedlichen Startpunkten durchgeführt, um den Parameterraum möglichst vollständig auszufüllen. Für die Generierung der Trajektorien sei auf [4] verwiesen. Als Bewertungsmaße werden der Erwartungswert 𝜇 , der Erwartungswert der Absolutbeträge 𝜇 ∗ und die Standardabweichung 𝜎 der elementaren Effekte betrachtet. Diese werden mit den bekannten Schätzfunktionen 𝜇 = 1 𝑟 𝐸𝐸 (2) 202 17 Quantifizierung von Einflussfaktoren auf die Drehmomentgenauigkeit in elektrischen Antrieben mittels Sensitivitätsanalyse 𝜇 ∗ = 1 𝑟 |𝐸𝐸 | (3) 𝜎 = 1 𝑟 − 1 𝐸𝐸 − 𝜇 (4) approximiert. 𝜇 und 𝜎 wurden erstmals von Morris in [4] vorgestellt. Die Kenngröße 𝜇 ist ein Maß für den Einfluss eines Parameters auf den Ausgang. Da im Mittelwert das Vorzeichen beachtet wird, besteht hier die Gefahr, dass sich Effekte mit unterschiedlichem Vorzeichen aufheben (Typ II Fehler: Einstufung relevanter Parameter als irrelevant). Die Kenngröße 𝜇 ∗ , erstmals vorgestellt in [5], verhindert dies durch Betragsbildung der elementaren Effekte. 𝜇 ∗ stellt somit ein gutes Maß für den Gesamteinfluss des Parameters, auch bei nichtlinearem und nichtmonotonem Verhalten der Ausgangsgröße, dar. Die Standardabweichung 𝜎 bietet ein effektives Maß zur Abschätzung von Wechselwirkungen innerhalb des Modells. Sind die ermittelten Werte von 𝜇 ∗ und 𝜎 klein in Relation zu den ermittelten Werten der anderen Parameter, kann von einem geringen Einfluss des betrachteten Parameters ausgegangen werden. In diesem Fall kann der Parameter in der quantitativen Analyse vernachlässigt werden. Parameter, die entsprechend große Werte in den Kenngrößen in Relation zu anderen Systemparametern besitzen, müssen in der quantitativen Betrachtung miteinbezogen werden. 2.2 Sobol Indizes Die Idee hinter einer varianzbasierten Analyse liegt in der Zerlegung einer Funktion 𝑓(𝐱) in eine Summe, mit einer Anzahl von 2 Summanden, als High Dimensional Model Representation (HDMR) mit 𝑦 = 𝑓(𝐱) = 𝑓 + 𝑓 (𝑥 ) + 𝑓 𝑥 , 𝑥 + . . . + 𝑓 … (𝑥 , 𝑥 , . . . , 𝑥 ). (5) Hierbei beschreibt 𝑓 den Term nullter Ordnung, die 𝑘 Ausdrücke 𝑓 (𝑥 ) stellen Funktionen erster Ordnung dar und die = ! ! ( )! Terme Funktionen 𝑛-ter Ordnung. Unter der Voraussetzung, dass der Erwartungswert der einzelnen Terme null beträgt und alle Terme zueinander orthogonal sind, entstehen keine Mischterme und man kann die Varianz der Funktion mit 𝑉𝑎𝑟(𝑌) = 𝑉 + 𝑉 + 𝑉 + . . . + 𝑉 … (6) 203 17 Quantifizierung von Einflussfaktoren auf die Drehmomentgenauigkeit in elektrischen Antrieben mittels Sensitivitätsanalyse angeben. Durch Division der Gleichung durch 𝑉𝑎𝑟(𝑌) ergibt sich 1 = 𝑆 + 𝑆 + 𝑆 + . . . + 𝑆 … (7) mit den Sensitivitätsmaßen erster Ordnung 𝑆 , den Sensitivitätsmaßen zweiter Ordnung 𝑆 sowie allen Termen höherer Ordnung. Durch die Darstellung in Gleichung (7) beschreiben die Sensitivitätsmaße erster Ordnung den Einfluss eines Parameters 𝑥 auf den Modellausgang. Die Maße zweiter Ordnung 𝑆 quantifizieren den Einfluss der Wechselwirkung zweier Parameter 𝑥 , 𝑥 auf den Ausgang. Analog dazu ergibt sich die Bedeutung der Terme höherer Ordnungen. Da der Effekt erster Ordnung oftmals der dominante Effekt ist, wird dieser auch Haupteffekt genannt. Die Effekte erster Ordnung können über die Varianz der bedingten Erwartungswerte berechnet werden. Hierbei ist die Varianz des bedingten Erwartungswertes nicht von direktem Interesse. Erst durch die Normierung mit der Gesamtvarianz wird der Indikator quantifiziert und in Relation zu den Einflüssen der Gesamtvarianz gesetzt. Neben dem Haupteffekt und den Effekten höherer Ordnung ist außerdem der Totaleffekt von großer Bedeutung. Er wird mit 𝑆 = 𝑆 + 𝑆 + 𝑆 + . . . + 𝑆 … , , (9) berechnet und beschreibt alle Einflüsse eines Parameters, inklusive Wechselwirkungsterme höherer Ordnung, auf den Modellausgang. Durch die Bildung der Differenz 𝑆 − 𝑆 kann auf das Vorhandensein von Wechselwirkungen geprüft werden. Zur Berechnung des Totaleffekts ist die Varianz des bedingten Erwartungswertes über alle Parameter mit Ausnahme von 𝑋 , bezeichnet als 𝑉𝑎𝑟 𝐸(𝑌|𝑿 ~ ) , notwendig. Die Differenz 𝑆 = 1 − 𝑉𝑎𝑟 𝐸(𝑌|𝑿 ~ ) 𝑉𝑎𝑟(𝑌) (10) enthält alle Effekte des Parameters 𝑥 , inklusive Effekte höherer Ordnung und wird zur Berechnung des Totaleffekts verwendet. Mit den vorgestellten Indizes können Modelleigenschaften und Zusammenhänge direkt identifiziert werden. Für die Haupteffekte gilt grundsätzlich 𝑆 = 𝑉𝑎𝑟 𝐸(𝑌|𝑋 ) 𝑉𝑎𝑟(𝑌) (8) 204 17 Quantifizierung von Einflussfaktoren auf die Drehmomentgenauigkeit in elektrischen Antrieben mittels Sensitivitätsanalyse 𝑆 ≤ 1. (11) Ein großer Einfluss von Wechselwirkungstermen äußert sich durch ∑ 𝑆 ≪ 1. Der Grenzfall ∑ 𝑆 = 1 beschreibt, dass es keine Wechselwirkungen gibt und das Modell somit einen additiven Charakter hat. Für die Totaleffekte gilt allgemein 𝑆 ≥ 1. (12) Für ∑ 𝑆 = 1 = ∑ 𝑆 ist auch hier das Modell additiv. Nicht additive Modelle besitzen dagegen die Eigenschaft, dass die Summe der Totaleffekte ∑ 𝑆 > 1 ist. In dieser Arbeit liegt der Fokus auf der Anwendung der Sensitivitätsanalyse und nicht in der detaillierten Darstellung von Schätzalgorithmen sowie deren Herleitung. Eine gute Übersicht über die verwendeten Methoden bietet [2]. Details zu effektiven Schätzverfahren der Sobol Indizes und der Stichprobengenerierung sind in [3] zu finden. 3 Simulationsmodell des elektrischen Antriebsstrangs Der hier zugrunde gelegte elektrische Antriebsstrang setzt sich aus den folgenden Teilsystemen zusammen: - Hochvolt-Batterie - Hochvolt-DC-Leiter (HVDC-Leiter) - Umrichter mit Zwischenkreiskapazität und Leistungsschalter (z.B. IGBT) - Hochvolt-AC-Leiter (HVAC-Leiter) - Elektrische Maschine (z.B. permanenterregte Synchronmaschine (PSM)) Zusätzlich bedarf es einer Software um die elektronischen Teilsysteme regeln zu können. Um ein realitätsnahes System abbilden zu können, wird eine Funktionsnachbildung der realen feldorientierten Regelung (FOR), wie sie im Umrichter implementiert ist, verwendet. Durch die Komplexität des Gesamtmodells ist eine Vereinfachung einzelner Komponenten erforderlich, um die Rechenzeit der Sensitivitätsanalyse auf ein vertretbares Maß zu reduzieren. Die Modelle der Teilkomponenten Batterie, HVDC-Leiter, Zwischenkreiskapazität, Leistungsschalter und HVAC-Leiter werden im Folgenden als ideale, verlustfreie Komponenten modelliert. Damit müssen diese mit Ausnahme der Batterie, die als ideale Spannungsquelle angenommen wird, nicht weiter im Simulationsmodell betrachtet werden. Das resultierende Blockschaltbild des verwendeten Simulationsmodells ist in Abbildung 2 dargestellt. 205 17 Quantifizierung von Einflussfaktoren auf die Drehmomentgenauigkeit in elektrischen Antrieben mittels Sensitivitätsanalyse Abbildung 2: Reduziertes Blockschaltbild des Simulationsmodells 3.1 Modell der Batterie Da der Fokus auf den Einflüssen und Wechselwirkungen von Software, Sensorik und E-Maschine liegt, ist das Batteriemodell als ideale Spannungsquelle modelliert. Demnach werden Wechselwirkungen zwischen Umrichter und Batterie nicht betrachtet und verursachen somit keine ungewollten Verzerrungseffekte auf der elektrischen AC- Seite oder in der E-Maschine. 3.2 Modell der permanenterregten Synchronmaschine Der Zusammenhang zwischen den eingeprägten Strömen im 𝑑𝑞-Koordinatensystem 𝐼 , 𝐼 und dem Luftspaltmoment 𝑀 wird durch 𝑀 = 𝑝 3 2 𝐼 𝛹 + 𝐼 𝐿 − 𝐿 (13) beschrieben. Die Parameter 𝐿 und 𝐿 beschreiben die Längs- und Querinduktivität im Rotorkoordinatensystem. Der magnetische Fluss des Rotors ist mit Ψ gekennzeichnet. Die Polpaarzahl wird hier durch den Parameter 𝑝 berücksichtigt. Aus dem Ersatzschaltbild in Abbildung 3 ergeben sich die elektrischen Spannungsgleichungen der PSM mit dem Wicklungswiderstand 𝑅 und der elektrischen Kreisfrequenz 𝜔 zu 𝑈 = 𝑅 𝐼 + 𝐿 𝑑𝐼 𝑑𝑡 − 𝜔 𝐿 𝐼 (14) 206 17 Quantifizierung von Einflussfaktoren auf die Drehmomentgenauigkeit in elektrischen Antrieben mittels Sensitivitätsanalyse für die 𝑑-Koordinate und zu 𝑈 = 𝑅 𝐼 + 𝐿 𝑑𝐼 𝑑𝑡 + 𝜔 𝐿 𝐼 + 𝜔 Ψ (15) für die 𝑞-Koordinate. Auf die Herleitung der Gleichungen (13) - (15) wird in dieser Arbeit verzichtet. Für diese sei auf [6] verwiesen. Abbildung 3: Ersatzschaltbild PSM Um Sättigungseffekte der E-Maschine berücksichtigen zu können, müssen die Gleichungen (13) - (15) um die Stromabhängigkeit von 𝐿 , 𝐿 und Ψ zu 𝑀 = 𝑝 3 2 𝐼 𝛹 𝐼 , 𝐼 + 𝐼 𝐿 𝐼 , 𝐼 − 𝐿 𝐼 , 𝐼 , (16) 𝑈 = 𝑅 𝐼 + 𝑑𝐿 (𝐼 , 𝐼 )𝐼 𝑑𝑡 − 𝜔 𝐿 (𝐼 , 𝐼 )𝐼 (17) und 𝑈 = 𝑅 𝐼 + 𝑑𝐿 (𝐼 , 𝐼 )𝐼 𝑑𝑡 + 𝜔 𝐿 (𝐼 , 𝐼 )𝐼 + 𝜔 Ψ (𝐼 , 𝐼 ) (18) erweitert werden. Die Stromabhängigkeiten für die untersuchte E-Maschine sind in Abbildung 4 dargestellt. 207 17 Quantifizierung von Einflussfaktoren auf die Drehmomentgenauigkeit in elektrischen Antrieben mittels Sensitivitätsanalyse Abbildung 4: Kennfelder der E-Maschinenparameter 𝐿 , 𝐿 und 𝛹 im 𝐼 , 𝐼 -Koordinatensystem Die mechanische Bewegungsgleichung 𝛼 = 𝑀 − 𝑀 𝐽 (19) beschreibt die Beschleunigung des Rotors in Abhängigkeit des eingeleiteten elektrischen Luftspaltmoments 𝑀 , der anzutreibenden mechanischen Last 𝑀 und des Trägheitsmoments der E-Maschine 𝐽 . Die mechanische Last 𝑀 wirkt dem in den Rotor eingeleiteten Luftspaltmoment entgegen und verringert somit die Beschleunigung des Rotors durch die angeschlossene Last. Durch Integration der Beschleunigung 𝛼 aus Gleichung (19) ergibt sich die mechanische Kreisfrequenz, mit der Anfangskreisfrequenz 𝜔 , zu 𝜔 = 𝛼 𝑑𝑡 + 𝜔 . (20) Die weitere Integration der Kreisfrequenz ergibt den mechanischen Rotorwinkel, mit dem Anfangswinkel 𝜑 , zu 208 17 Quantifizierung von Einflussfaktoren auf die Drehmomentgenauigkeit in elektrischen Antrieben mittels Sensitivitätsanalyse 𝜑 = 𝜔 𝑑𝑡 + 𝜑 . (21) 3.3 Modell des Umrichters Integraler Bestandteil des Umrichters ist die Kommutierungszelle bestehend aus Zwischenkreiskondensator, Leistungsschalter und deren elektrischer Kopplung. Der Zwischenkreiskondensator kann aufgrund der Annahme einer idealen Spannungsquelle und idealer HVDC-Leiter entfallen. Gleiches gilt für die HVAC-Leiter, die lediglich einen Spannungsabfall zur Folge hätten. Dieser wird in der Software kompensiert und verursacht somit keinen Spannungsverlust an der E-Maschine. Die genannten Vereinfachungen ermöglichen eine Abstraktion der Leistungsschalter, sodass diese durch ideale Schalter repräsentiert werden können(Abbildung 5). Die Taktung der Leistungsschalter wird durch eine Mittelwertbildung der einzelnen PWM Signale approximiert. Somit ergibt sich ein proportionaler Zusammenhang zwischen dem Tastgrad und der Phasenspannung. Abbildung 5: Reduzierung der Komplexität durch Abstraktion der Leistungsschalter 3.4 Modell der feldorientierten Regelung Die Software der Leistungselektronik umfasst verschiedene Regelungs- und Kompensationsverfahren. Abbildung 6 stellt die einzelnen Bestandteile dar und verdeutlicht die kaskadierte Regelungsstruktur inklusive Vorsteuerung sowie die zu erfassenden physikalischen Größen. Das Verfahren der feldorientierten Regelung (FOR) entspricht dem Stand der Technik und kann in der einschlägigen Literatur nachgelesen werden [6-8]. Darüber hinaus ist in der Regelung eine Nachführung der EM-Parameter implementiert. Diese kompensiert die Sättigungseffekte in Abhängigkeit der gemessenen Ströme. Hierzu werden die Parameter zur Laufzeit an die Vorsteuerungen und Stromregler übergeben und beeinflussen so die Reglerparameter und die Spannungsvorsteuerung. Außerdem wird der Drehmomentregler adaptiv nachgeführt. Zusätzlich wird ein Beobachter eingesetzt, um den Rotorwinkel in Abhängigkeit der gemessenen und berechneten Maschinenparameter, sowie den EM Strömen und Spannungen, zu bestimmen. Dieser wird im Folgenden als Orientierungsregler bezeichnet. Ab einer applizierten Drehzahlschwelle von 2750U/ min wird vom gemessenen Winkel auf den beobachteten Winkel umgeschaltet. Abstraktion 209 17 Quantifizierung von Einflussfaktoren auf die Drehmomentgenauigkeit in elektrischen Antrieben mittels Sensitivitätsanalyse Abbildung 6: Feldorientierte Regelung mit Orientierungsregler Dies hat eine deutlich genauere Orientierung des Spannungszeigers bei höheren Drehzahlen, besonders im Feldschwächbereich, zur Folge. Diese Maßnahme erhöht somit auch die Drehmomentgenauigkeit in diesen Bereichen. Zur Parametrierung der Software werden die identischen EM-Kennfelder des PSM Modells aus Abbildung 4 verwendet. 3.5 Modellierung der Sensorik Die Sensorik für Strommessung, Spannungsmessung und Winkelmessung wird zunächst als ideal angenommen. Zur Analyse ihrer Abhängigkeit von der Drehmomentgenauigkeit werden Fehler injiziert, die die Messfehler repräsentieren. Diese basieren für die Strom- und Zwischenkreisspannungsmessung auf Datenblattangaben zur Messgenauigkeit. Für die Genauigkeit der Winkelmessung wurden zunächst vorgelagert Untersuchungen durchgeführt und als Datengrundlage genutzt. 4 Setup und Ergebnisse Für die Durchführung der Sensitivitätsanalyse des in Kapitel 3 beschriebenen Modells muss vorab definiert werden, welche Parameter und welche Modellausgänge analysiert werden sollen. In dieser Arbeit werden zwei Kategorien von Parametern untersucht. Zum einen die materialabhängigen Maschinenparameter 𝐿 , 𝐿 , Ψ und 𝑅 . Zum anderen die Umrichterbeziehungsweise sensorspezifischen Parameter, die die Messfehler in den Phasenströmen, der Zwischenkreisspannung und dem Rotorwinkel beschreiben. 210 17 Quantifizierung von Einflussfaktoren auf die Drehmomentgenauigkeit in elektrischen Antrieben mittels Sensitivitätsanalyse Die Maschinenparameter 𝐿 , 𝐿 und Ψ sind von Fertigungstoleranzen in der Produktion abhängig. Da diese außerdem arbeitspunktabhängig sind, wurden hierzu mittels FEM-Auslegung maximale Abweichung von den Referenzdaten bestimmt. Die Streuung hängt hier maßgeblich von den Toleranzen im Blech- und im Magnetmaterial ab. Um diese abzubilden wurden, wie in Abbildung 7 dargestellt, Kennfelder für die maximalen Abweichungen für jeden Arbeitspunkt erstellt. Durch Multiplikation der Kennfelder mit den Hilfsparametern 𝑒 , 𝑒 , 𝑒 kann der prozentuale Fehler im jeweiligen Arbeitspunkt angegeben werden. Dadurch kann die statistische Streuung der Parameterabweichungen mit den Verteilungsdichtefunktionen der Hilfsparameter arbeitspunktübergreifend angegeben werden. Da der Wicklungswiderstand 𝑅 nicht arbeitspunktabhängig ist, kann er direkt mit einer Verteilungsdichtefunktion beschrieben werden. Abbildung 7: Arbeitspunktabhängige 3𝜎-Grenze der EM Parameter Für die Umrichterbeziehungsweise sensorspezifischen Einflüsse werden die Abhängigkeiten von Messungenauigkeiten auf die Phasenströme 𝐼 , 𝐼 und 𝐼 untersucht. Ebenso wird die Spannungsmessung der Zwischenkreisspannung 𝑈 , sowie die Winkelmessung des mechanischen Rotorwinkels 𝜑 auf die Auswirkungen von Messfehlern analysiert. Dies geschieht durch Einprägen der relativen Messfehler 𝑒 , 𝑒 , 𝑒 und 𝑒 auf den Messwert der Phasenströme und der Zwischenkreisspannung. Für die Winkelmessung wird ein statischer Offset 𝑒 auf den Rotorwinkel angenommen. Die Einprägung der Fehler ist in Abbildung 8 nochmals schematisch dargestellt. 211 17 Quantifizierung von Einflussfaktoren auf die Drehmomentgenauigkeit in elektrischen Antrieben mittels Sensitivitätsanalyse Abbildung 8: Struktur mit Fehleraufschaltung Die Streuungen der Parameter wurden alle als gaußverteilt angenommen, da es sich um physikalische Größen handelt. Die maximal anzunehmende Streuung für jeden Parameter ist auf die 3𝜎-Grenze festgelegt. Die Verteilungsdichtefunktionen und deren Kennwerte sind nochmals in Tabelle 1 zusammenfassend dargestellt. Tabelle 1: Streuung der analysierten Parameter Parameter Mittelwert Varianz 3𝜎 𝑅 8.8 mΩ 7.744 ⋅ 10 mΩ 0.264 mΩ 𝑒 0 1/ 9 1 𝑒 0 1/ 9 1 𝑒 0 1/ 9 1 𝑒 0 0.0000694 0.025 𝑒 0 0.0000694 0.025 𝑒 0 0.0000694 0.025 𝑒 0 0.0000111 0.01 𝑒 0 rad 0.00000211 rad 0.0044 rad Im ersten Schritt wurde das qualitative Morris Screening durchgeführt um eventuell nicht relevante Parameter zu identifizieren und diese in der nachfolgenden quantitativen Analyse ausschließen zu können. Die Ergebnisse sind in Abbildung 9 und 10 dargestellt. Durch die beiden Maße 𝜇 ∗ und 𝜎 für jeden Parameter und für jeden simulierten Arbeitspunkt ist deutlich erkennbar, dass ausgenommen 𝑒 keiner der Parameter eine signifikante Clusterung oder Abstand zu den anderen Parametern besitzt. Somit kann keiner dieser Parameter von der quantitativen Sensitivitätsanalyse ausgeschlossen werden. 212 17 Quantifizierung von Einflussfaktoren auf die Drehmomentgenauigkeit in elektrischen Antrieben mittels Sensitivitätsanalyse Abbildung 9: Morris Screening, 𝜇 ∗ und 𝜎 sind für den untersuchten Parameter in Rot dargestellt. Abbildung 10: Morris Screening, 𝜇 ∗ und 𝜎 sind für den untersuchten Parameter in Rot dargestellt (Vergrößerte Darstellung). Da für den Parameter 𝑒 sowohl 𝜇 ∗ = 0 als auch 𝜎 = 0 gilt, kann dieser als nicht relevant eingestuft und aus der weiteren Analyse ausgeschlossen werden. Dies ist damit 213 17 Quantifizierung von Einflussfaktoren auf die Drehmomentgenauigkeit in elektrischen Antrieben mittels Sensitivitätsanalyse zu begründen, dass in der Umrichtersoftware der dritte Stromsensor aktuell nicht benutzt und ausgewertet wird. Durch die Nichtberücksichtigung des Parameters kann der Aufwand zur Berechnung der nachfolgenden quantitativen Analyse verringert werden. Die Sensitivitätsindizes nach Sobol wurden für insgesamt 40 Arbeitspunkte über Drehmoment und Drehzahl bestimmt. Zur Verbesserung der Übersicht beschränkt sich die nachfolgende Erläuterung jedoch auf 19 dieser Arbeitspunkte. Abbildung 11 zeigt die Effekte erster Ordnung. Abbildung 12 bildet die Totaleffekte für die gleichen Arbeitspunkte ab. Mit Hilfe der Totaleffekte ist direkt ersichtlich, dass für den Ankerstellbereich der größte Einfluss auf die Drehmomentgenauigkeit durch Fehler im Fluss der Permanentmagneten Ψ hervorgerufen werden. Weiterhin ist der Messfehler in den beiden Strömen 𝐼 und 𝐼 von großer Bedeutung. Da im Ankerstellbereich weiterhin für fast alle Arbeitspunkte der Zusammenhang 𝑆 ≈ 𝑆 (11) zutrifft, kann abgeleitet werden, dass das Modell in diesem Fall linear von den Parametern abhängt und kaum Wechselwirkungen zwischen den einzelnen Parametern existieren. Abbildung 11: Indizes 1. Ordnung für die analysierten Arbeitspunkte Dadurch kann ein einzelner Parameter optimiert werden, ohne dass sich dies negativ auf die Interaktion mit anderen Parametern auswirkt. In einem Großteil der Arbeitspunkte im Ankerstellbereich kann durch genaueres Bestimmen des Flusses, sowie durch das Verringern der Strommessfehler die Drehmomentgenauigkeit erheblich verbessert werden. 214 17 Quantifizierung von Einflussfaktoren auf die Drehmomentgenauigkeit in elektrischen Antrieben mittels Sensitivitätsanalyse Die Analyse des Feldschwächbereichs, beziehungsweise der Leistungsgrenze der Maschine, zeigt deutlich, dass dort in vielen Bereichen die Summe der Effekte erster Ordnung kleiner eins ist. Ebenso wird die Summe der Totaleffekte deutlich größer eins. Dies ist in Abbildung 12 durch die Größe der Kreise dargestellt und kennzeichnet Wechselwirkungen zwischen den Parameter. Abbildung 12: Totaleffekte für die analysierten Arbeitspunkte. Die Größe der Kreisdiagramme symbolisiert ∑𝑆 Es wird deutlich, dass die Drehmomentgenauigkeit im Feldschwächbereich stark nichtlinear von den Parametern abhängt und die Drehmomentstreuung zu ähnlich großen Anteilen allen Parametern zuzuschreiben ist. Abbildung 13: 3𝜎-Werte für die Drehmomentstreuung in den analysierten Arbeitspunkten 215 17 Quantifizierung von Einflussfaktoren auf die Drehmomentgenauigkeit in elektrischen Antrieben mittels Sensitivitätsanalyse Um die Auswirkung auf das Drehmoment final quantifizieren zu können, ist in Abbildung 13 der 3𝜎-Wert für die Varianz der simulierten Arbeitspunkte dargestellt. Dadurch wird erkennbar, dass der Arbeitspunkt bei 150Nm und 4000U/ min die größte Abweichung vom Ist-Moment bei Parameterschwankungen besitzt. Speziell in diesem Arbeitspunkt zeigen sowohl die Totaleffekte als auch die Effekte erster Ordnung, dass die Drehmomentgenauigkeit um über 50% durch nur einen Parameter verbessert werden kann. Hierzu ist es nötig die Streuung des Parameters 𝐿 fertigungstechnisch zu reduzieren oder die Maßnahmen zur Kompensation in der Software zu verbessern. Die anderen Arbeitspunkte liefern alle niedrige 3𝜎-Werte. Trotzdem kann, wie oben erläutert, mit Hilfe der Sensitivitätsanalyse festgestellt werden, welche Parameter des Gesamtsystems das größte Potenzial zur Verbesserung der Drehmomentgenauigkeit besitzen. 5 Zusammenfassung Die Komplexität in technischen Systemen steigt immer weiter an. Ebenso steigen gleichzeitig die Anforderungen an die Systeme. In dem Spannungsfeld zeigt diese Arbeit an einer praktischen Problemstellung, wie es mit Hilfe von statistischen Analyseverfahren möglich ist die Komplexität zu beherrschen und mit den hier vorgestellten Methoden relevante von weniger relevanten Parametern zu unterscheiden. Darüber hinaus können die Einflüsse quantifiziert werden. Diese Methoden machen es möglich Verbesserungspotentiale in komplexen technischen Systemen aufzudecken, gezielt Entwicklungspotentiale auszuschöpfen und Kosten zu minimieren. Die hier dargestellte Anwendung zeigt deutlich, wie im Ankerstellbereich des Antriebs der Fokus auf eine genauere Bestimmung des magnetischen Flusses gelegt werden sollte um die Drehmomentgenauigkeit zu verbessern. Zusätzlich kann die Messung der Ströme 𝐼 und 𝐼 ohne zusätzliche Hardware optimiert werden, indem eine intelligente Signalverarbeitung neben 𝐼 und 𝐼 auch die Strommessung für 𝐼 bei der Berechnung von 𝐼 und 𝐼 berücksichtigt. Über diese eine Anwendung hinaus sei nochmals die Modellunabhängigkeit der angewendeten Methoden zu betonen. Die Quantifizierung ist ohne detaillierte Kenntnis der Teilmodelle, die unter Umständen in komplett unterschiedlichen Abteilungen entstehen, möglich. Hierfür müssen lediglich die Eingangsgrößen der Analysen und die zu betrachtenden Modellausgänge klar definiert sein. Literatur [1] I. M. Sobol, „Sensitivity Analysis for Nonlinear Mathematical Models“, Mathematical Modeling and Computational Experiments, Jg. 1, Nr. 4, S. 407-414, 1993. [2] A. Saltelli, Global sensitivity analysis: The primer. Chichester: Wiley, 2008. [3] A. Saltelli et al., „Variance based sensitivity analysis of model output. Design and estimator for the total sensitivity index“, Computer Physics Communications, Jg. 181, Nr. 2, S. 259-270, 2010. [4] M. D. Morris, „Factorial Sampling Plans for Preliminary Computational Experiments“, Technometrics, Jg. 33, Nr. 2, S. 161-174, 1991. 216 17 Quantifizierung von Einflussfaktoren auf die Drehmomentgenauigkeit in elektrischen Antrieben mittels Sensitivitätsanalyse [5] F. Campolongo, J. Cariboni und A. Saltelli, „An effective screening design for sensitivity analysis of large models“, Environmental Modelling & Software, Jg. 22, Nr. 10, S. 1509-1518, 2007. [6] A. Binder, Elektrische Maschinen und Antriebe: Grundlagen Betriebsverhalten. Berlin, Heidelberg: Springer Berlin Heidelberg, 2012. [7] D. Schröder, Elektrische Antriebe - Regelung von Antriebssystemen, 4. Aufl. Berlin, Heidelberg: Springer Berlin Heidelberg; Imprint Springer Vieweg, 2015. [8] D. Schröder, Elektrische Antriebe - Grundlagen, 5. Aufl. Berlin, Heidelberg: Springer Berlin Heidelberg, 2013. 217 18 Energieeffiziente Regelung von Fahrzeugantrieben mit permanenterregten Synchron- und Asynchronmotoren unter Berücksichtigung von Umrichter, Eisenverlusten und Sättigung Thomas Windisch, Wilfried Hofmann Abstract Electric motors in vehicle traction drives have to be most compact and must provide a very high power density. They are highly utilized and operated in magnetic saturation. The reference vehicle is a serial hybrid bus, which runs within a city and ensures stop-and-go-operation. This requires repetitive acceleration and high recuperation during breaking both with maximum torque due to the high vehicle mass. The electrical machine is fed from a high-voltage DC link by a voltage source inverter that implements field-oriented control. Interior permanent magnet synchronous motors and induction motors with squirrel-cage rotor are considered. For both types, an efficient operation is desired in all operating points using an improved drive control, so that the energy consumption per distance covered is minimized. Due to the high utilization and compact construction of the machines, the nonlinear saturation dependency has to be considered. Two particularities of the chosen machine types complicate the optimization problem. The interior permanent magnet synchronous machine provides a reluctance torque that depends on the real inductances in direct and quadrature axis. They are subject to nonlinear change depending on the flux distribution and they are cross-coupled which is why a two dimensional dependency has to be considered in the optimization. In contrast, the main inductance saturation dependency of the induction machine can be depicted onedimensional. The rotor time constant however is subject to variations due to temperature change. If not compensated a disorientation results and the machine torque deviates. Both particularities are taken into account by more accurate machine models. To identify energy optimized reference values two approaches are pursued for both machine types. At first a model-based optimization is carried out, that minimizes the losses of the inverter and the machine for all operating points. It has to be solved prior to operation and the optimized reference values must be stored in look-up-tables on which interpolation is carried out during run-time. Often saturation dependent machine models are not available or they are not accurate enough due to tolerances and temperature variation. Therefore, an online-search algorithm can be used to track the true saturation dependent operating point during the operation without the use of machine parameters. For this purpose a novel approach is proposed that can be programmed in a state machine. The algorithm was tested for both machines and compared to an existing solution. Measurement results on a test bench validate the machine and loss models and show that the method is able to track the true optimal point within a convergence time that is acceptable for vehicle applications. 218 18 Energieeffiziente Regelung von Fahrzeugantrieben Kurzfassung Elektromotoren in Fahrzeugantrieben müssen möglichst kompakt sein und eine hohe Leistungsdichte bieten, weshalb sie besonders hoch ausgenutzt werden. Als Referenzfahrzeug dient in den Betrachtungen der Arbeit ein serieller Hybridbus, der im innerstädtischen Bereich verkehrt und Haltestellenbetrieb gewährleistet. Das bedingt wiederholtes Anfahren und hohe Rekuperation während Bremsvorgängen jeweils mit Maximalmoment durch die hohe Masse des Busses. Die Elektromaschine wird aus dem Hochvolt-Gleichspannungs-Bordnetz durch einen Wechselrichter gespeist, der eine feldorientierte Regelung implementiert. Es werden permanenterregte Synchronmotoren mit vergrabenen Magneten, sowie Asynchronmotoren mit Käfigläufer betrachtet. Für diese beiden Motorentypen wird ein wirkungsgradoptimaler Betrieb in allen auftretenden Arbeitspunkten durch eine verbesserte Antriebsregelung angestrebt, damit der Energieverbrauch pro gefahrener Wegstrecke minimiert wird. Aufgrund der hohen Ausnutzung und kompakten Bauform der Maschinen muss das nichtlineare Sättigungsverhalten berücksichtigt werden. Zwei Besonderheiten der gewählten Maschinentypen kommen hinzu, die das Problem verkomplizieren. Die permanenterregte Synchronmaschine mit vergrabenen Magneten weist ein Reluktanzmoment auf, welches von den wirksamen Induktivitäten in Längs- und Querrichtung abhängt. Diese ändern sich nichtlinear je nach resultierendem Fluss und sind miteinander verkoppelt, weshalb sich eine zweidimensionale Abhängigkeit ergibt, die in der Wirkungsgradoptimierung beachtet werden muss. Die Sättigungsabhängigkeit der Hauptinduktivität der Asynchronmaschine ist eindimensional darstellbar, jedoch unterliegt die Rotorzeitkonstante hohen Schwankungen aufgrund der Erwärmung, die, wenn sie nicht kompensiert werden, eine Fehlorientierung und damit eine Abweichung im Drehmoment zur Folge haben. Beiden Besonderheiten wird durch genauere Maschinenmodelle Rechnung getragen. Zur Identifizierung der energieoptimalen Steuergrößen der Regelung werden für beide Maschinentypen zwei Ansätze verfolgt. Zunächst wird eine modellbasierte Optimierung durchgeführt, die die Verluste des Antriebs bestehend aus Wechselrichter und Maschine für jeden gewünschten Arbeitspunkt minimiert. Diese muss vorab gelöst werden, woraufhin die optimalen Steuergrößen in Tabellen abgespeichert werden, aus denen zur Laufzeit interpoliert wird. Falls keine sättigungsabhängigen Maschinenmodelle vorhanden sind oder diese aufgrund von Toleranzen oder Temperatureinflüssen ungenau sind, kann ein Online-Suchverfahren den wahren sättigungsabhängigen Punkt maximalen Drehmoments während des Betriebs ohne Nutzung von Maschinenparametern finden. Dazu wird ein Ansatz vorgeschlagen, der sich in einem Zustandsautomaten programmieren lässt. Dieser Algorithmus wird für beide Maschinentypen getestet und jeweils mit einem bereits publizierten Verfahren verglichen. Messungen an einem Antriebsversuchsstand mit eigenem Wechselrichter validieren die Maschinen- und Verlustleistungsmodelle und zeigen, dass das entwickelte Online-Verfahren den tatsächlichen Optimalpunkt innerhalb einer für die Fahrzeuganwendung vertretbaren Konvergenzzeit findet. 219 18 Energieeffiziente Regelung von Fahrzeugantrieben 1 Motivation Im „Innovativen Regionalen Wachstumskern AutoTram ® ” wurde ein Transportsystem zwischen Bus und Bahn entwickelt. Es handelt sich um einen fünfachsigen Doppelgelenk-Hybridbus, der mit einer spurtreuen Mehrachslenkung ausgerüstet ist. Diese Innovation sorgt dafür, dass der Bus geforderte Kurvenradien in der Stadt einhalten kann und die hinteren zwei Segmente dem vorderen spurtreu nachfolgen. Zwei der fünf Achsen werden von je einem neu entwickelten Elektromotor mit einer Bemessungsleistung von 160 kW angetrieben, der jeweils von einem Wechselrichter gespeist wird. Diese befinden sich zusammen mit elektrochemischen Energiespeichern auf dem Dach des Fahrzeugs. Die Energieversorgung der Leistungskomponenten wird von zwei Dieselgeneratorsätzen übernommen. Da die Dieselmotoren niemals direkt die Räder antreiben, spricht man von serieller Hybridtopologie. Bild 1 zeigt einen Systemüberblick mit den Leistungskomponenten am Hochvolt- Zwischenkreis. Bild 1: Leistungskomponenten des Fahrantriebs der AutoTram ® [5] Die Anwendung als Fahrantrieb im Hybridbus mit seinen besonderen Randbedingungen wie hohe Trägheit und häufiger Betrieb an der Stromgrenze dient als Referenzbeispiel für die hier vorgestellten Regelkonzepte. Außerdem wird der reale Antriebsmotor (eine permanenterregte Synchronmaschine mit vergrabenen Magneten, IPMSM) virtuell durch eine ebenfalls als Hybridbusmotor eingesetzte Asynchronmaschine mit Käfigläufer (ASM) ersetzt und die Optimierungen auch auf diesen Antrieb angewendet. Diese Vorgehensweise ermöglicht vergleichende Betrachtungen zwischen den beiden Typen. Für das Antriebssystem im Fahrzeug, bestehend aus Wechselrichter und Antriebsmotor, ist eine energieeffiziente Betriebsweise gesucht, die die Energiewandlung mit höchst möglichem Effizienzgrad und damit mit möglichst wenig Verlustenergie in allen auftretenden Fahrsituationen bewerkstelligt. Da Fahrantriebe im allgemein überlastfähig ausgelegt sind und besonders hoch ausgenutzt werden, müssen sie auch im Sättigungsbereich betrieben werden. Diese nichtlineare Abhängigkeit zwischen Ständerstrom und Flussverkettung wirkt sich nicht nur auf die Drehmomentbildung, sondern auch auf die Verlustleistungsbilanz aus und kann somit nicht vernachlässigt werden. Ebenfalls spielt die Temperatur der stromführenden Teile der Maschine und der Permanentmagnete eine Rolle. Die modellbasierte Verlustminimierung kann nur so exakt sein, wie das zu Grunde liegende Modell. Einige Teile der Antriebsregelung, wie zum Beispiel das Modulationsverfahren und die eigentliche Stromregelung, bleiben dabei unangetastet und repräsentieren den aktuellen Stand der Technik bzw. das am meisten eingesetzte Verfahren. Die Ener- 220 18 Energieeffiziente Regelung von Fahrzeugantrieben gieeffizienz des Antriebs wird dadurch erhöht, dass auf den jeweiligen Arbeitspunkt der Maschine angepasste Ströme eingeprägt werden. Die Berechnung derjenigen Referenzströme, die das geforderte Drehmoment bei der aktuellen Drehzahl mit minimalen Gesamtverlusten liefern, ist Gegenstand der ersten Ausbaustufe einer Optimalsteuerung mittels vorab berechneter modellbasierter Optimierung. Falls nur wenige Daten über die Elektromaschinen bekannt sind und kein detailliertes Modell erstellt werden kann, ist es dennoch möglich, eine optimierte Regelung umzusetzen. Sogenannte Online-Verfahren sind in der Lage, die Steuergrößen sukzessive hin zum optimalen energieeffizienten Arbeitspunkt nachzuführen. Für beide betrachtete Maschinentypen wird ein neu entwickeltes Online-Optimierungsverfahren vorgestellt und anhand von Messdaten bewertet. 2 Stand der Technik 2.1 Leistungsteil Um mit Synchron- oder Asynchronmotoren ein Drehmoment zu erzeugen, muss ihre dreiphasige Ständerwicklung mit im Mittel sinusförmigen Spannungsverläufen versorgt werden. Um diese aus dem Gleichspannungsbordnetz zu erzeugen, wird ein leistungselektronisches Stellglied eingesetzt. Der Wechselrichter besteht in der Mehrzahl der Fälle aus einer steuerbaren Sechspuls-Brücke (B6C) aus Transistoren (Insulated Gate Bipolar Transistor) und antiparallelen Dioden. Das Leistungsteil inklusive Messgrößen und Ansteuersignale für die IGBTs ist in Bild 2 gezeigt. Bild 2: Wechselrichter in B6C-Schaltung zur Maschinenspeisung [5] 2.2 Steuerungs- und Regelungsteil Aufgabe der Antriebsregelung ist es, die Schaltsignale der Transistoren {s 1 ... s 6 } so zu ermitteln, dass das von der übergeordneten Steuerung (z.B. der Auswertung des Fahrpedals im Fahrzeug) angeforderte Drehmoment M soll an der Abtriebswelle der Maschine erzeugt wird. Diese Aufgabe ist nicht trivial, denn als Messgrößen stehen nur die Phasenströme der Maschine, die Zwischenkreisspannung und je nach ver- 221 18 Energieeffiziente Regelung von Fahrzeugantrieben bautem Motor ein Drehzahlmesssignal oder ein Rotorlagesignal zur Verfügung. Das Drehmoment wird also nicht direkt gemessen, weshalb das von der Maschine entwickelte Drehmoment mit Hilfe eines Modells geschätzt werden muss. In einer klassischen Antriebsregelung, die nur das Grundwellenmodell der Maschine zugrunde legt, werden sämtliche Nichtlinearitäten im Magnetkreis vernachlässigt und der Strom wird in einer Komponente einfach proportional zum angeforderten Drehmoment geregelt. Bild 3: Prinzipielle Struktur der feldorientierten Regelung [5] Das Verfahren zur feldorientierten Regelung von Drehfeldmaschinen geht im Wesentlichen auf die Arbeit [1] zurück. Es wird zunächst ein auf den magnetischen Rotorfluss orientiertes Koordinatensystem eingeführt und alle statorfesten elektrischen und magnetischen Größen in dieses Rotorkoordinatensystem transformiert. Im Falle einer Synchronmaschine ist das Koordinatensystem durch die Messung der absoluten Lage des Rotors gegeben, im Falle einer Asynchronmaschine wird ein Flussmodell eingesetzt, siehe Bild 3. Anschließend wird das angeforderte Drehmoment mit Hilfe der Information über den maximalen Maschinenfluss in Referenzwerte umgerechnet. Im Falle einer Asynchronmaschine wird ein zusätzlicher Flussregler eingesetzt, der den Stromsollwert der Flussrichtung berechnet. Die Differenzen aus Stromsoll- und Istwerten werden an die unterlagerte Stromregelung übergeben. Ausgangsgröße der Stromregelung sind Spannungsreferenzwerte, die ins statorfeste Koordinatensystem rücktransformiert und dann am Ausgang des beschriebenen Wechselrichters im Mittel an den Maschinenklemmen bereitgestellt werden müssen. Um die im Mittel sinusförmigen Spannungsreferenzwerte für die drei Phasen zu erzeugen, müssen die Transistoren in Bild 2 gepulst betrieben, also abwechselnd ein- und ausgeschalten werden. Dazu kommt das Verfahren der Raumzeigermodulation (RZM) zum Einsatz. Das entstehende Pulsmuster wird dann als PWM-Signal (pulsweitenmoduliert) bezeichnet. 3 Maschinenmodelle Zunächst werden im folgenden Kapitel die aus der Literatur bekannten Maschinenmodelle so erweitert, dass frequenzabhängige Ummagnetisierungsverluste und Sättigungseffekte berücksichtigt werden können. Anschließend erfolgt in Kapitel 4 die 222 18 Energieeffiziente Regelung von Fahrzeugantrieben Optimierung der Regelsollgrößen, so dass in jedem Betriebspunkt das gewünschte Drehmoment am Verlustminimum erreicht wird. 3.1 Synchronmaschine mit vergrabenen Magneten In der AutoTram sind zwei Synchronmaschinen mit im Rotor vergrabenen Magneten (engl. Interior Permanent Magnet Synchronous Machine, IPMSM) verbaut. Diese Ausführungsform wird für Fahrzeuganwendungen besonders gern gewählt, da mit ihr die höchste Drehmomentdichte erreicht werden kann. Synchrondrehmoment und Reluktanzdrehmoment wirken zusammen, wenn sie durch Vorgabe beider Stromkomponenten ausgenutzt werden. 3.1.1 Erweitertes Grundwellenmodell Die Ständerspannungsgleichung lautet allgemein: 𝑼 = 𝑅 𝑰 + 𝜳 (1) Es besteht die Möglichkeit, die komplexen Größen in Gleichung (1) in Real- und Imaginärteil aufzuspalten. Dabei muss man sich jedoch bezüglich des Bezugskoordinatensystems festlegen, in dem man die Größen beschreibt. Für die Regelung hat sich das feldorientierte Koordinatensystem als günstig erwiesen. Bei Synchronmaschinen ist dieses fest mit der Rotorlage verbunden, da die Feldrichtung durch die Permanentmagnete vorgegeben ist. Bild 4 zeigt das vollständige Zeigerbild inklusive Fluss-, Strom- und Spannungszeiger und die Winkelbeziehungen zwischen Stator- und Rotorkoordinatensystem. Die Messung der Rotorlage durch einen Resolver liefert den Rotorlagewinkel 𝜗 der multipliziert mit der Polpaarzahl 𝑝 den elektrischen Rotorlagewinkel bezogen auf den Stator 𝜗 ergibt, mit dem zwischen statorfesten und rotorfesten bzw. feldorientiertem Koordinatensystem transformiert werden kann. In feldorientierten Koordinaten entsteht eine Spannungsinduktion durch die Drehung des Feldes mit: 𝜔 = (2) Der Index s für Statorgrößen entfällt, da die IPMSM keinen elektrischen Rotorkreis aufweist. Daher lautet die Ständerspannungsgleichung in ihre Komponenten in Längs- und Querrichtung aufgespalten: 𝑈 𝑈 = 𝑅 𝐼 𝐼 + Ψ Ψ + −𝜔 Ψ 𝜔 Ψ (3) Die sich aus der Ständerspannungsgleichung ergebenden elektrischen Ersatzschaltbilder für Längs- und Querkomponente zeigt Bild 5. Es ist zusätzlich ein Eisenverlustwiderstand eingezeichnet, dessen Wert frequenzabhängig ist und die Ummagnetisierungsverluste modelliert. Dieser hat für die Ständerspannungsgleichung nur den Effekt, dass der zur Magnetisierung verfügbare Strom 𝐼 geringer ist, als der durch den ohmschen Widerstand 𝑅 fließende Strom 𝐼 . Die Induktivitäten sind bereits 223 18 Energieeffiziente Regelung von Fahrzeugantrieben stromabhängig eingezeichnet, da sie bei Betrachtung der Sättigungscharakteristik des Magnetkreises keinen konstanten Wert aufweisen. Bild 4: Zeigerbild des Grundwellenmodells einer IPMSM (ohne Eisenverlustwiderstand) [5] Bild 5: Einphasige Ersatzschaltbilder mit frequenzabhängigem Widerstand 𝑅 und sättigungsabhängigen Induktivitäten 𝐿 [5] Die Flussverkettungen in Längs- und Querrichtung in Gleichung (3) können als Produkt der absoluten Induktivitäten und des Stromes ausgedrückt werden. In Längsrichtung muss die magnetische Vorspannung durch die Permanentmagnete Ψ beachtet werden. Wie die numerische Berechnung des Magnetkreises zeigen wird, ändert sich die Flussverkettung in d-Richtung bereits, wenn nur ein Strom in q-Richtung eingeprägt wird. Das hat zur Folge, dass der Magnetpfad in Längsrichtung weiter in die Sättigung geht und damit weniger Fluss mit den Spulen verkoppelt ist. Aus diesem Grund muss die Permanentflussverkettung formal ebenso stromabhängig sein, obwohl die Magnete dadurch gekennzeichnet sind, dass sie permanent immer den gleichen Fluss hervorrufen. Dennoch ist die resultierende Statorflussverkettung abhängig von Flusspfaden zum Beispiel in den Statorzähnen, die je nach Bestromungszustand bereits gesättigt sein können. Dieser Effekt ist bedingt durch die magnetische Verkopplung der beiden Achsen, die als Kreuzsättigung bezeichnet wird [3]. Ψ Ψ = Ψ 𝐼 + 𝐿 𝐼 , 𝐼 ∙ 𝐼 𝐿 𝐼 , 𝐼 ∙ 𝐼 (4) 224 18 Energieeffiziente Regelung von Fahrzeugantrieben Der Betrag der durch die Drehung des Magnetfeldes in den Ständerwicklungen induzierten Spannung 𝑈 ergibt sich zu: |𝑈 | = 𝜔 Ψ + Ψ (5) Das von der Maschine entwickelte innere Drehmoment 𝑀 (Luftspaltmoment) ergibt sich unter Annahme eines stationären Zustands aus der Luftspaltleistung 𝑃 , die gleich der elektrischen Wirkleistung an den Maschinenklemmen abzüglich der Stromwärme- und Ummagnetisierungsverluste ist: 𝑃 = 𝐼 𝑈 + 𝐼 𝑈 (6) 𝑀 = 𝑃 ∙ 𝑝 𝜔 = 3 2 𝑝 Ψ 𝐼 − Ψ 𝐼 (7) Aus Gleichung (7) lässt sich durch Einsetzen von Gleichung (4) ableiten, dass das Drehmoment aus einem Proportionalanteil und einem Reluktanzanteil besteht: 𝑀 , = 𝑝 Ψ 𝐼 ∙ 𝐼 + 𝐿 𝐼 , 𝐼 − 𝐿 𝐼 , 𝐼 ∙ 𝐼 𝐼 (8) Durch die vergrabene Anordnung der Permanentmagnete im Rotor entsteht eine magnetische Anisotropie (𝐿 < 𝐿 ) . Das Reluktanzmoment lässt sich demnach durch Einprägung eines zusätzlichen Ständerstromes in negativer d-Richtung nutzen. Dabei behält die q-Komponente des Stroms ihre drehmomentbildende Wirkung, denn ohne q-Anteil ist das Drehmoment null. Es muss allerdings beachtet werden, dass das Drehmoment stark von den tatsächlich wirksamen Induktivitäten in d- und q- Richtung abhängig ist. Somit muss eine Optimierung die Abhängigkeit der Induktivitäten von den Strömen aufgrund magnetischer Sättigung berücksichtigen. 3.1.2 Bestimmung der Sättigungscharakteristik mittels Finite-Elemente- Berechnung Der Magnetkreis von Synchronmaschinen lässt sich zweckmäßigerweise innerhalb einer zweidimensionalen magnetostatischen Finite-Elemente-Berechnung zu verschiedenen Rotorlagen und Stromarbeitspunken berechnen. Durch geschickte Vorgabe antiparalleler Randbedingungen ist die Berechnung eines Polausschnitts während einer elektrischen Umdrehung ausreichend. Es entsteht eine zweidimensionale räumliche Feldverteilung zu jeder Rotorlage, aus der durch Integration die Flussverkettungen in Längs- und Querrichtung berechnet werden. Die über alle Rotorlagen gemittelten Flussverkettungen sind die wirksamen Ψ in Gleichung (4). Durch Umstellung von Gleichung (4) nach den Induktivitäten sind die für das Reluktanzmoment entscheidenden realen, vom Stromarbeitspunkt abhängigen Induktivitätswerte berechenbar. Bild 6 zeigt das Resultat für die Flussverkettungen, sowie wirksamen absoluten Induktivitäten abhängig von den Strömen. Es lässt sich erkennen, dass die Flussverkettung in d-Richtung bereits bei Einprägen eines reinen q-Stroms absinkt, was ein Hinweis auf eine starke magnetische Verkopplung der beiden Achsen ist. Die Induktivität in d-Richtung steigt mit höherem negativen d-Strom, was dadurch zu erklären 225 18 Energieeffiziente Regelung von Fahrzeugantrieben ist, dass der Magnetkreis bereits im stromlosen Fall leicht in Sättigung ist. Durch Einprägen eines negativen d-Stroms wird das Feld aus dem Statorblechpaket verdrängt, die Magnetpfade sind weniger gesättigt, somit erhöht sich die Induktivität. Die erhaltenen Kennfelder wurden anschließend durch eine Polynomapproximation angenähert, um stetige Verläufe zur Optimierung verwenden zu können. Bild 6: Flussverkettungen und Induktivitäten in Abhängigkeit der Ströme als Ergebnis der FEM-Berechnung [5] 3.2 Asynchronmaschine mit Käfigläufer Asynchronmaschinen mit Käfigläufer lassen sich mathematisch in verschiedenen Koordinatensystemen und mit verschiedenen Ersatzschaltbildern in ihrem Grundschwingungsverhalten abbilden. Zur Definition aller Größen, Koordinatensystem und Winkelbeziehungen sei in Bild 7 das Zeigerbild im stationären Betriebspunkt angegeben [4]. Die Rotorflussachse fällt nicht zusammen mit der Rotorachse, weshalb in der Regelung eine Flusschätzung zum Einsatz kommt, siehe Bild 3. 3.2.1 Grundwellenmodell Die Asynchronmaschine weist im Gegensatz zur Synchronmaschine mit Reluktanzanteil keine magnetische Vorzugsrichtung auf. Durch die magnetische Isotropie kann ein einziges Ersatzschaltbild angegeben werden, welches jedoch auch den elektrischen Rotorkreis bezogen auf die Statorgrößen enthält. Alle Größen sind als komplexe Zeiger in einem Koordinatensystem festgelegt. Zur Herleitung dieses Ersatzschaltbildes sei auf die Literatur [5] verwiesen. Die folgenden Berechnungen le- 226 18 Energieeffiziente Regelung von Fahrzeugantrieben gen das transiente inverse Gamma-Ersatzschaltbild mit der Erweiterung um einen Eisenverlustwiderstand nach Bild 8 zugrunde. Der Vorteil dieser Beschreibung liegt darin, dass jegliche Streuung auf die Statorseite gebracht wird. Es erfolgt somit eine Orientierung auf den Rotorfluss, d.h. auf das zur Regelung herangezogene feldorientierte Koordinatensystem. Bild 7: Zeigerbild der ASM mit Käfigläufer im stationären Betriebspunkt [5] Bild 8: Transientes inverses Gamma- Ersatzschaltbild der ASM in feldorientierten Koordinaten inklusive Eisenverlustwiderstand [5] Die Ständerspannungsgleichung aufgespalten in ihre Komponenten im feldorientierten Koordinatensystem ergibt: 𝑈 𝑈 = 𝑅 𝐼 𝐼 + 𝜎𝐿 𝐼 𝐼 + 𝜔 𝜎𝐿 −𝐼 𝐼 + 1 − 𝜎 dΨ / d𝑡 𝜔 Ψ (9) Auf Strichgrößen wird verzichtet, alle Rotorgrößen sind mit den entsprechenden Windungszahlen auf den Stator bezogen. Es bezeichnen 𝑅 und 𝑅 den stator- und rotorseitigen ohm’schen Widerstand, 𝐿 , 𝐿 und 𝐿 die Stator-, Rotor- und Hauptinduktivität und 𝜎 den Blondel’schen Streukoeffizienten. Zur Orientierung auf den Rotorfluss wird ein Magnetisierungsstrom eingeführt, der die Rotorflussverkettung aufbaut. Bei korrekter Orientierung weißt dieser nur eine Komponente in d-Richtung auf: 𝐼 = (10) Die Rotorflussverkettung stellt sich mit einer Verzögerung gemäß einem PT1-Glied ein, wenn ein Statorstrom in Längsrichtung des Feldes eingeprägt wird: = 𝐿 𝐼 − Ψ (11) U 227 18 Energieeffiziente Regelung von Fahrzeugantrieben Dabei ergibt sich die Rotorzeitkonstante aus den gegebenenfalls sättigungsabhängigen Parametern des Rotors: 𝑇 = (12) Bei konstanter Rotorflussverkettung ist die durch Schlupf induzierte Spannung proportional zum Rotorstrom bzw. zum Statorstrom in Querrichtung: = 𝜔 − 𝜔 Ψ (13) Das von der Maschine entwickelte Drehmoment lässt sich nun aus Rotorflussverkettung und drehmomentbildender Komponente des Statorstroms berechnen: 𝑀 , = 𝑝 1 − 𝜎 Ψ 𝐼 = 𝑝 Ψ 𝐼 (14) 3.2.2 Berücksichtigung von Sättigung Eine magnetostatische 2D-FEM-Berechnung des Magnetkreises wie im Falle der IPMSM führt zu dem Problem, dass zur Bestimmung der Rotorgrößen zunächst Annahmen getroffen werden müssen bezüglich der Hauptinduktivität. Aus diesem Grund wurde die Berechnung für jeden Statorstrom in d-Richtung ausgehend von Datenblattangaben der Maschine iterativ so lange wiederholt, bis ein wahrer Wert für die Hauptinduktivität und die Rotorflussverkettung gefunden ist. Bild 9 zeigt das Ergebnis der Berechnung. Im Gegensatz zur IPMSM kann eine eindimensionale Abhängigkeit vom Magnetisierungsstrom abgeleitet werden, die durch ein 4-Parameter- Modell approximiert wird [4]. Bild 9: Sättigung der Hauptfeldinduktivität abhängig vom Magnetisierungsstrom und resultierender Rotorflussverkettung [5] 228 18 Energieeffiziente Regelung von Fahrzeugantrieben 4 Modellbasierte Optimierung Die Basis aller hier gezeigten Regelverfahren ist die Feldorientierte Regelung mit anschließender Raumzeigermodulation, wie in Bild 3 gezeigt. Im Zuge der Optimierung soll der Wirkungsgrad der Energiewandlung von der Gleichspannungsseite bis zur Abtriebswelle maximiert werden. Diese Optimierung soll im gesamten Drehzahlbereich bei allen angeforderten Solldrehmomenten unter Berücksichtigung der Strom- und Spannungsbegrenzung erfolgen, so dass die Maschine, sofern möglich, das geforderte Drehmoment liefert. Dabei ist zu bedenken, dass die Eingangsgleichspannung schwanken kann und dass die Stromgrenze aufgrund thermischer Beschränkungen möglicherweise verringert ist. Es wird vorausgesetzt, dass „perfekte“ Stromsollgrößen 𝐼 , existieren, bei denen die Maschine das geforderte Drehmoment mit minimalen Verlusten liefert. 4.1 Standardoptimierungsverfahren bei IPMSM Ein häufig anzutreffendes Standardoptimierungsverfahren für die IPMSM, welches nur für den Grunddrehzahlbereich, d.h. ohne Spannungsbegrenzung und Feldschwächung, gültig ist, wird als MMPA [2] bezeichnet. Dabei wird eine analytische Optimierung vorgenommen, weshalb die Parameter des Grundwellenmodells Ψ , 𝐿 , 𝐿 , 𝑅 als konstant angenommen werden. Ziel ist die Maximierung des Drehmoments bei konstantem Statorstrom, was gleichbedeutend ist mit einer Minimierung der Stromwärmeverluste ohne Berücksichtigung der drehzahlabhängigen Ummagnetisierungsverluste. Als Lösung der Optimierung erhält man eine analytische Abhängigkeit der d-Komponente des Stroms von der q-Komponente: 𝐼 = − − + 𝐼 (15) Ein weiteres für den Feldschwächbereich anwendbares Verfahren wird mit MMPV (Maximales Moment pro Volt) bezeichnet, siehe [2]. Aus mehreren Gründen greifen diese analytischen Standardoptimierungsverfahren zu kurz. Sie bieten keine geschlossene Lösung und speziell der Übergangsbereich zwischen MMPA und MMPV ist nicht abgedeckt. Außerdem unterschlagen sie jegliche Sättigungsabhängigkeit, was bei heutigen hoch ausgenutzten Maschinen nicht zielführend ist. Im Folgenden soll deshalb zu einer numerischen Optimierung unter Berücksichtigung sämtlicher Verlustleistungsanteile im Antriebssystem übergegangen werden. 4.2 Verlustleistungsberechnung Die Verlustanteile in der Maschine bestehen abgesehen von Zusatzverlusten aus zwei dominanten Anteilen. Der erste Anteil ist mit den Stromwärmeverlusten der Ständerwicklung gegeben: 𝑃 , , = 𝑅 𝐼 + 𝐼 (16) Im Falle der ASM treten Stromwärmeverluste auch im Rotorkäfig auf: 229 18 Energieeffiziente Regelung von Fahrzeugantrieben 𝑃 , , = 𝑅 𝐼 − 𝐼 + 𝐼 (17) Der zweite Anteil berücksichtigt die Ummagnetisierungsverluste und wurde bereits mit einem frequenzabhängigen ohmschen Anteil im Ersatzschaltbild in Bild 5 angegeben: 𝑃 , = 𝜔 Ψ + Ψ (18) 1 𝑅 = 1 𝑅 , + 1 𝑅 , 𝜔 𝜔 (19) Der Eisenverlustwiderstand bildet die beiden Komponenten Wirbelstromverluste (quadratisch abhängig von der Frequenz) und Hystereseverluste (linear abhängig von der Frequenz) mit Hilfe der beiden Koeffizienten 𝑅 , und 𝑅 , ab. Im Wechselrichter entstehen ebenfalls Verlustanteile, hauptsächlich Durchlass- und Schaltverluste. Sie sind abhängig von der Modulationsart [6] und können bei angenäherter Sinusmodulation mit injizierter dritter Harmonischer durch folgende Gleichungen berechnet werden. Die Durchlassverluste eines IGBTs sind linear und quadratisch abhängig vom Ständerstrom: 𝑃 , = , 𝐼 + 𝐼 + cos 𝜑 + +𝑟 , 𝐼 + 𝐼 ∙ + cos 𝜑 − cos 3𝜑 (20) Darin bedeuten 𝑀 und 𝑀 die Modulationsgrade der ersten und dritten Harmonischen, sowie cos 𝜑 den Leistungsfaktor. 𝑉 , ist die Schwellenspannung des IGBTs und 𝑟 , der differenzielle Durchlasswiderstand, diese Parameter können Datenblattangaben entnommen werden. Die Durchlassverluste einer Diode sind entsprechend: 𝑃 , = , 𝐼 + 𝐼 − cos 𝜑 + +𝑟 , 𝐼 + 𝐼 ∙ − cos 𝜑 + cos 3𝜑 (21) Die Schaltverluste der IGBTs hängen ab von den Prozessgrößen Schaltfrequenz 𝑓 , Eingangsgleichspannung 𝑈 und linear vom Strom: 𝑃 , = 𝐸 + 𝐸 , (22) Die Dioden weisen ebenfalls Schaltverluste auf durch den Reverse-Recovery-Effekt: 𝑃 , = 𝐸 , , (23) Die Summe aller Verlustanteile an einem stationären Arbeitspunkt ist: 230 18 Energieeffiziente Regelung von Fahrzeugantrieben 𝑃 = 𝑃 , , + 𝑃 , , + 𝑃 , + +6𝑃 , + 6𝑃 , + 6𝑃 , + 6𝑃 , (24) Die Zielfunktion für die Optimierung ist die Minimierung der Gesamtverluste im Antriebssystem. Als Gleichheitsnebenbedingung wird das Erreichen des gewünschten Drehmoments gesetzt. Ungleichheitsnebenbedingungen sind die Einhaltung der Strom- und Spannungsgrenzen. Bei der Berechnung der Zielfunktion und der Nebenbedingungen wurde die Sättigungskennlinie beider Maschinen beachtet. Im Falle der IPMSM sind die beiden Sollwerte 𝐼 und 𝐼 gesucht. Im Falle der ASM sind dieses die Rotorflussverkettung Ψ als Sollwert für den Flussregler und die Ständerstromkomponente 𝐼 , siehe Bild 3. Alle für die Berechnung benutzten Parameter finden sich im Anhang in Tabelle 1. 4.3 Ergebnis für die permanenterregte Synchronmaschine Das Ergebnis der numerischen Optimierung für die permanenterregte Maschine ist in Bild 10 für Bemessungsdrehzahl gezeigt. Die nominelle MMPA-Kennlinie wurde mit den nominellen Parametern anhand von Gleichung (15) berechnet und weicht deutlich ab von der tatsächlichen, sättigungsabhängigen MMPA-Kennlinie. Die Kennlinie minimaler Verluste ist demgegenüber weiter in Richtung negativer d-Ströme verschoben, denn sie berücksichtigt alle Verlustanteile inkl. Ummagnetisierungsverluste. Sie verbindet diejenigen Arbeitspunkte, die das gewünschte Drehmoment mit minimalen Verlusten liefern unter Ausnutzung des Reluktanzmoments. Für jede gewünschte Drehzahl existiert nunmehr ein solches Kennfeld, womit die energieeffizienten Stromsollwerte bestimmt sind. Bild 10: Ergebnis der Optimierung für die IPMSM bei 𝑛 [5] 4.4 Ergebnis für die Asynchronmaschine Das Ergebnis der numerischen Optimierung für die Asynchronmaschine ist in Bild 11 für Bemessungsdrehzahl gezeigt. Die konventionelle Betriebsweise mit konstantem 231 18 Energieeffiziente Regelung von Fahrzeugantrieben Fluss ist ebenso eingezeichnet, wie die nominelle MMPA-Kennlinie, die zu einer linearen Abhängigkeit von d- und q-Stromkomponente führt. Die tatsächliche Verlustminimale Kennlinie ist dieser gegenüber nach oben verschoben. Aufgrund der Spannungsgrenze muss gegebenenfalls mit kleinerem Fluss gearbeitet werden, was die Kennlinie unter Einhaltung einer Spannungsreserve berücksichtigt. Im Bild (b) ist die Sättigungsabhängigkeit in der Weise enthalten, dass im oberen Bereich des Magnetisierungsstroms der Fluss nur noch durch eine überproportionale Erhöhung des Stroms erhöht werden kann. Bild 11: Ergebnis der Optimierung für die ASM bei 𝑛 abhängig (a) von den Strömen und (b) von der tatsächlichen Rotorflussverkettung [5] Für beide Maschinen kann geschlussfolgert werden, dass die tatsächliche, sättigungsabhängige MMPA-Kennlinie sich nicht deutlich von der verlustminimalen Kennlinie unterscheidet. Aus diesem Grund kann ein Online-Verfahren, welches den tatsächlichen MMPA-Punkt bestimmen kann, als energieeffizient bezeichnet werden. 5 Online-Optimierung Die modellbasierte Optimierung auch unter Berücksichtigung möglichst vieler Verlustanteile mit sehr detaillierten Modellen kann niemals perfekt sein. Das reale Antriebssystem weist immer Modellunsicherheiten auf, zum Beispiel aufgrund von Temperatureinflüssen, die nicht exakt vorhergesagt werden können. Außerdem wollen Systemingenieure eine Regelung mit wenigen Parametern aufsetzen und nicht unbedingt für jeden zu regelnden Antrieb eine Finite-Elemente-Berechnung durchführen. Aus diesen Gründen können Suchalgorithmen die tatsächliche MMPA-Kennlinie finden. Sie sollten unabhängig von Maschinenparametern arbeiten können, um für verschiedene Maschinentypen einsatzfähig zu sein und die Grenze zur modellbasierten Optimierung nicht zu verwässern. Die Konvergenzzeiten der Suchalgorithmen sollten vor dem Hintergrund der Anwendung im Fahrzeug möglichst klein bleiben, um während konstanten Drehmomentanforderungen von wenigen Sekunden das Optimum zu finden. 0 0,2 0,4 0,6 0,8 1 1,2 0 0,5 1 1,5 2 (a) (b) 0,1 0,1 0,5 0,5 1 1 1,5 I md / I μ,N I sq / I max Ψ rd / Ψ N I sq / I max 0,1 0,5 1 1 0,5 0,1 P Verl / P verl,N M i / M N Ψ rd = konst. MMPA M i / M N P Verl / P verl,N Ψ rd = konst. Verl.min. MMPA I max I max 0 0,1 0,2 0,3 0,4 0,5 0,6 0,7 0,8 0,9 1 Verl.min. U max 0 0,1 0,2 0,3 0,5 0,6 0,7 0,8 0,9 1 U max 232 18 Energieeffiziente Regelung von Fahrzeugantrieben Im Falle von Asynchronmaschinen sind einfache Suchalgorithmen zur Effizienzsteigerung bereits seit einiger Zeit bekannt [10]. Im Falle von permanenterregten Synchronmaschinen mit vergrabenen Magneten ist dieses Forschungsthema noch jung, da komplizierte Rotorgeometrien erst in neuerer Zeit möglich werden. 5.1 Vorgehen Bereits publizierte Verfahren nutzen Signaleinprägung und PI-Regler, um den MMPA-Punkt bei IPMSM zu finden [7]. Die demgegenüber neu entwickelte Methode verändert den Stromwinkel der IPMSM 𝛽 im Zeigerbild in Bild 4 bzw. für die ASM 𝛽 in Bild 7 in diskreten Schritten bei gleicher Stromamplitude. Zum Ziel den MMPA- Punkt zu finden, muss das Drehmoment aus der Leistungsberechnung geschätzt werden. Dabei kommt es nicht auf die Genauigkeit des geschätzten Drehmoments an, sondern darauf, dass das geschätzte Drehmoment und das tatsächliche Wellenmoment ihr Maximum bei gleichem Stromwinkel aufweisen. Die Zielfunktion des geschätzten Drehmoments in feldorientierten Koordinaten lautet: M = 𝐼 𝑈 ∗ + 𝐼 𝑈 ∗ (25) Alle Größen sind in der Regelung verfügbar, dabei bezeichnen 𝑈 ∗ die Reglerausgangsspannungen. Sie können im stationären Betriebszustand zur Leistungsschätzung verwendet werden, wenn die Spannungsabfälle am Umrichter vernachlässigt werden. Die Information über die Sättigung ist enthalten, denn die Ständerspannungsgleichungen (3) und (9) sind mit den realen Flüssen erfüllt. 5.2 Suchalgorithmus Der Suchalgorithmus selbst ist ein Downhill-Simplex-Nelder-Mead-Algorithmus [8], der sich in einem Zustandsautomaten nach Bild 12 programmieren lässt. Ein Simplex besteht aus zwei potenziellen Stromwinkeln 𝛽 und 𝛽 , die zunächst eingeregelt werden und bei denen die Zielfunktion 𝑀 , und 𝑀 , bestimmt wird. Diese werden miteinander verglichen, wobei der minimale Wert bei Winkel 𝛽 bestimmt wird. Anschließend wird ein Reflexionsstromwinkel nach folgender Regel bestimmt: 𝛽 = 1 + 𝛼 𝛽 + 𝛽 − 𝛼𝛽 (26) Abhängig vom Vergleich werden Expansion, Kontraktion oder Komprimierung des Simplex berechnet: 𝛽 = 1 + 𝛾 𝛽 − 𝛾 𝛽 + 𝛽 (27) 𝛽 = 𝜅𝛽 + 1 2 1 − 𝜅 𝛽 + 𝛽 (28) 𝛽 , = 1 2 𝛽 , + 𝛽 (29) 233 18 Energieeffiziente Regelung von Fahrzeugantrieben Die Parameter des Algorithmus sind 𝛼, 𝛾 und 𝜅 und können je nach gewünschter Konvergenzzeit bzw. Schrittweite gewählt werden. Die Werte 𝛼 = 1,2, 𝛾 = 2 und 𝜅 = 0,5 haben sich als zweckmäßig erwiesen. Der so implementierte Suchalgorithmus wurde zunächst simulativ getestet und mit bereits publizierten Verfahren verglichen [5]. Dabei zeigte sich im Falle der IPMSM eine deutlich verringerte Konvergenzzeit im Vergleich zur Methode mit Signaleinprägung. Im Falle der ASM sind ähnliche Verfahren publiziert wurden, z.B. die Methode des Goldenen Schnitts [9]. Jedoch zeigte sich auch hierbei der vorgestellte Algorithmus im Vorteil, da weniger starke Sprünge des Stromwinkels auftreten und somit weniger starke Drehmomentoszillationen resultieren. Bild 12: Zustandsautomat zur Nelder-Mead-Optimierung als Programmablaufplan[5] 5.3 Messergebnisse Beide Traktionsmaschinen wurden auf einem Prüfstand über eine Drehmomentmesswelle mit einer drehzahlgeregelten Lastmaschine gekuppelt. Die Prüflingsmaschine wird aus dem Gleichspannungsbordnetz von einem Experimentier- Wechselrichter gespeist, der mit einem dSPACE-System geregelt wird. Auf diesem ist die feldorientierte Regelung mit Raumzeigermodulation durch den Suchalgorithmus inklusive Drehmomentschätzung erweitert worden. 234 18 Energieeffiziente Regelung von Fahrzeugantrieben Bild 13 zeigt Messergebnisse für den Antrieb mit IPMSM. Als erstes wird eine manuelle Stromwinkelsuche implementiert um zu verifizieren, dass das durch die Messwelle bestimmte, reale Drehmoment und das geschätzte Drehmoment ihr Maximum bei gleichem Stromwinkel haben, wenn die Stromamplitude konstant gehalten wird. Bild 13 (a) zeigt, dass diese Annahme zutrifft und damit die Zielfunktion (25) zur automatischen Stromwinkelsuche verwendet werden kann. In Bild 14 (a) ist dasselbe Experiment für die ASM durchgeführt worden, auch hier zeigt sich die Übereinstimmung im Maximum bei gleichem Stromwinkel, obwohl das Maximum sehr flach ist und die Auflösung des Stromwinkels nicht genauer als 1° sein kann. In den Bildern 13 (b) und 14 (b) ist ein Ergebnis der automatischen Suche angegeben. Im Falle der IPMSM wird das Maximum innerhalb von 1 Sekunde gefunden, im Falle der ASM innerhalb von etwa 2,5 Sekunden. Beide Ergebnisse sind zufriedenstellend im Sinne der Anwendung für den Hybridbus. Bild 13: Messergebnisse an der IPMSM: (a) manuelle Stromwinkelsuche, (b) automatischer Suchalgorithmus Nelder-Mead [5] Bild 14: Messergebnisse an der ASM: (a) manuelle Stromwinkelsuche, (b) automatischer Suchalgorithmus Nelder-Mead [5] 6 Zusammenfassung Wir haben Optimierungsverfahren zur Verbesserung der Energieeffizienz in Fahrzeugantrieben mit Synchronmaschinen mit im Rotor vergrabenen Magneten und mit Asynchronmaschinen mit Käfigläufer vor dem Hintergrund einer Anwendung in einem Hybridbus untersucht. Dabei unterscheiden wir zwei Ansätze. Die modellbasierte Optimierung mit detaillierten Verlustleistungsmodell führt zu numerisch bestimmten 235 18 Energieeffiziente Regelung von Fahrzeugantrieben Sollwerten der Regelung, die in Tabellen abgespeichert werden, aus denen zur Laufzeit interpoliert wird. Dies ist die Standard-Lösung in aktuellen Fahrzeugantrieben. Magnetische Sättigung muss bei hoch ausgenutzten Fahrzeugantrieben zwingend beachtet werden, ansonsten weichen die Ergebnisse stark vom tatsächlich optimalen Betrieb ab. Falls jedoch kein detailliertes Verlustleistungsmodell verfügbar ist, kann eine Online-Optimierung mit dem vorgestellten Suchverfahren dennoch brauchbare Ergebnisse liefern, denn die tatsächliche Kennlinie maximalen Drehmoments pro eingeprägtem Strom kann innerhalb vertretbarer Konvergenzzeit ermittelt werden. Anhang Tabelle 1: Modellparameter Zur Simulation Und Verlustleistungsberechnung Teil Symbol Erklärung Wert und Einheit IPMSM R s Ständerwiderstand 12,1 mΩ L d,nom Nominelle Induktivität in d-Richtg. 0,827 mH L q,nom Nominelle Induktivität in q-Richtg. 1,0 mH Ψ Permanentmagnet-Flussverkettung 0,42 Vs R Fe,0 Eisenverlustparameter 172 Ω R Fe,1 Eisenverlustparameter 241 Ω M N Bemessungsdrehmoment 930 Nm n N Bemessungsdrehzahl 1695 min -1 U N Bemessungsspannung 205 V f N Bemessungsfrequenz 113 Hz p Polpaarzahl 4 ASM R s Ständerwiderstand 31 mΩ R r ’ Bezogener Rotorwiderstand 21,5 mΩ L h,nom Nominelle Hauptinduktivität 7,5 mH L s,σ Statorstreuinduktivität 0,249 mH L r,σ ’ Bez. Rotorstreuinduktivität 0,234 mH R Fe,0 Eisenverlustparameter 271 Ω R Fe,1 Eisenverlustparameter 410 Ω M N Bemessungsdrehmoment 1044 Nm n N Bemessungsdrehzahl 1464 min -1 I N Bemessungsstrom 272 A f N Bemessungsfrequenz 50 Hz p Polpaarzahl 2 Umrichter U DC Eingangsgleichspannung 750 V V F,T Schwellenspannung IGBTs 0,9 V V F,D Schwellenspannung Dioden 1,2 V r F,T diff. Durchlasswiderstand IGBTs 2,5 mΩ r F,D diff. Durchlasswiderstand Dioden 1,0 mΩ E On Einschaltverlustenergie 60 mJ E Off Ausschaltverlustenergie 80 mJ E rec Recovery Energie Dioden 25 mJ V ref Referenzspannung 600 V I ref Referenzstrom 450 A f p Schaltfrequenz 6 kHz 236 18 Energieeffiziente Regelung von Fahrzeugantrieben Literatur [1] Blaschke, Felix: „Das Verfahren der Feldorientierung zur Regelung der Drehfeldmaschine“, Dissertation, TU Braunschweig, 1974 [2] Schröder, Dierk: „Elektrische Antriebe: Regelung von Antriebssystemen“, Band 2. Springer, 2009 [3] Peters, Wilhelm: „Wirkungsgradoptimale Regelung von permanenterregten Synchronmotoren in automobilen Traktionsanwendungen unter Berücksichtigung der magnetischen Sättigung“, Dissertation, TU Paderborn, Shaker, 2015 [4] Quang, Nguyen P.; Dittrich, Jörg-Andreas: „Vector Control of Three-Phase AC Machines“, Springer, 2008 [5] Windisch, Thomas: „Energieeffiziente Antriebsregelung für hochausgenutzte Drehstrommotoren in elektrisch angetriebenen Fahrzeugen“, Dissertation, TU Dresden, 2018, Shaker-Verlag [6] Kolar, J.-W. ; Ertl, H. ; Zach, F.: „Influence of the Modulation Method on the Conduction and Switching Losses of a PWM Converter System“, IEEE Transactions on Industry Applications Vol. 27 (1991), Nr. 6, S. 1063-1075 [7] Bolognani s.; Petrella R.; Prearo A.; Sgarbossa L.: “Automatic Tracking of MTPA Trajectory in IPM Motor Drives Based on AC Current Injection”, IEEE Transactions on Industry Applications, Vol. 47, Issue 1, S. 105-114, February 2011 [8] Nelder, J.A.; Mead, R.: “A Simplex Method for Function Minimization” The Computer Journal, 1965, 7, S. 308-313 [9] Ta C.-M., Hori Y.: “Convergence improvement of efficiency optimization control of induction motor drives”, IEEE Transactions on Industry Applications Vol. 37, No. 6, November 2001 [10] D.S. Kirschen; D.W. Novotny; T.A. Lipo: „On-Line Efficiency Optimization of a Variable Frequency Induction Motor Drive“, IEEE Transactions on Industry Applications, Vol. 21, Nr. 3, S. 610-616, 1985 237 19 Elektromagnetische Verträglichkeit von E-Antrieben / Hochvoltsystemen Aktueller Stand, Weiterentwicklung, Messverfahren Jakob Mooser Abstract Electric drives in the automotive technology need a substantially higher operating voltage than conventional automotive electronics. Conventional automotive electronics works with 12 V operating voltage (24 V at utility vehicles). Electric drives are operated usually with voltages of approx. 300 V presently. In the future, the operating voltage will rise up to max. 1000 V. Accordingly higher are also the EMC disturbances, which can be expected. New phenomena like transients, superimposed alternating voltage, disturbances on the motor shaft and interconnection between the high voltage range and the low voltage range are to be considered. The coupling of electrical disturbances by mechanical components such as a gear unit must also be observed. Kurzfassung Elektroantriebe in der Kfz-Technik benötigen eine wesentlich höhere Betriebsspannung als herkömmliche Kfz-Elektronik. Die herkömmliche Kfz-Elektronik arbeitet mit 12 V Betriebsspannung (24 V bei Nutzfahrzeugen). Elektroantriebe werden zurzeit meist mit Spannungen von ca. 300 V betrieben. In der Zukunft wird die Betriebsspannung bis max. 1000 V steigen. Entsprechend höher sind auch die zu erwartenden EMV-Störungen. Neue Phänomene wie Transienten, Restwechselspannungen, Störungen auf der Motorwelle und die Verkopplung zwischen dem Hochvoltbereich und dem Niedervoltbereich sind zu beachten. Ebenso ist die Durchkopplung von elektrischen Störungen durch mechanische Komponenten wie ein Getriebe zu berücksichtigen. 238 19 Elektromagnetische Verträglichkeit von E-Antrieben / Hochvoltsystemen Aktueller Stand, Weiterentwicklung, Messverfahren 1 Einleitung Wie bei allen neuen Produkten folgt auch bei der EMV von Hochvoltsystemen im Kfz die Normung dem Produkt. Die deutsche Kfz-Industrie hat hier sehr schnell die Initiative ergriffen. Aktuell gibt es zurzeit zwei Normenpapiere. • CISPR 25 für HF-Störaussendungen • ISO/ TS 7637-4 für Transienten Diese neue Antriebstechnologie im Kfz erfordert auch die Entwicklung von • Neuen Messverfahren • Neuen Hilfsmitteln • Neuem Testequipment • Neuen Testeinrichtungen. 2 Anforderungen an die EMV Die Systemanforderungen an die EMV von Hochvoltkomponenten sind identisch mit den Anforderungen an herkömmliche Kfz-Komponenten. Im Bereich der Störaussendung ist das CISPR 25, meist Class 4 oder 5. Bild 1 zeigt die Anforderung von Class 5 im Vergleich zum Eingangsrauschen eines herkömmlichen Messempfängers. Es macht deutlich, dass die zulässigen Störwerte nahe an der Messgrenze liegen. Nur so kann ein störungsfreier Funk-, Rundfunk- und TV-Empfang in einem Kfz gewährleistet werden. Bild 1: Vergleich CISPR Class 5 zu Empfängerrauschen 239 19 Elektromagnetische Verträglichkeit von E-Antrieben / Hochvoltsystemen Aktueller Stand, Weiterentwicklung, Messverfahren Die Anforderungen an die Störfestigkeit der Komponenten sind in Bild 2 beispielhaft dargestellt. Bild 2: Komponentengrenzwerte für Messverfahren nach ISO 11452-… 3 Grundsätzlicher Aufbau eines Hochvoltantriebssystems In Bild 3 ist der grundsätzliche Aufbau eines HV-Antriebes dargestellt. Zurzeit sind die HV-Systeme (HV-Bereiche) noch geschirmt. Mit der Weiterentwicklung von Filtermaterialien werden mittelfristig der Bereich der Traktionsleitungen und die damit verbundenen Nebenaggregate nicht mehr in den geschirmten Bereich fallen. Für diesen Bereich, bzw. diese Geräte, entfallen dann Probleme wie die HV-LV Störentkopplung. (HV = High Voltage, LV = Low Voltage). Bild 3: Grundsätzlicher Aufbau eines HV-Antriebes, aktueller Stand 240 19 Elektromagnetische Verträglichkeit von E-Antrieben / Hochvoltsystemen Aktueller Stand, Weiterentwicklung, Messverfahren Bild 4: Grundsätzlicher Aufbau eines HV-Antriebes, Konzept mittelfristig, teilweise geschirmt Zwischen den beiden Systemen ist jeweils abzuwägen, welches Konzept für das jeweilige System die wirtschaftlichere Variante ist. Der Aufwand für die unterschiedlichen Filter ist mit den Einsparungen an Schirmmaterial, einschließlich z.B. einem Deckel für das Batteriegehäuse, abzuwägen. Themen wie Standfestigkeit sowie geschirmte Kabel sind ebenso zu berücksichtigen. 4 Störungen Motor - Auskopplung über Sensoren, Motorwelle, Getriebe, Achsen Ein großer Teil der in einem Fahrzeug relevanten Funkstörungen wird durch unerwartete Kopplungswege verbreitet und führt dann zu Störungen des Rundfunkempfanges. Primär werden die Störungen im Inverter erzeugt. Ein Teil koppelt über den Inverter und dessen Verkabelung aus. Ein großer Teil koppelt aber über zuerst nicht erwartete Wege aus. Die Inverter koppeln die Störungen auf den Läufer und die Welle des Motors. Von dort dann auf Lagersensoren, Temperatursensor und so weiter. Ein weiterer Kopplungsweg ist über die Motorwelle in das Getriebe und von dort auf die Antriebswellen. Von den Antriebswellen werden sie abgestrahlt und führen zu Rundfunkstörungen. 241 19 Elektromagnetische Verträglichkeit von E-Antrieben / Hochvoltsystemen Aktueller Stand, Weiterentwicklung, Messverfahren Bild 5: Auskopplung über Sensoren, Motorwelle, Getriebe, Achsen Diese Störungen des Motors und die Durchkopplung durch ein Getriebe müssen bereits auf Komponentenebene erfasst und reduziert werden. Wenn die Störungen erst bei der Fahrzeugmessung erfasst werden, ist es deutlich zu spät. Zum Zeitpunkt der Komponentenmessungen am Getriebe ist meist der Inverter noch nicht verfügbar. Die Kopplungen durch ein Getriebe müssen mit Ersatzmessverfahren ermittelt und reduziert werden. Dazu muss sich sowohl der Motor als auch das Getriebe drehen. Entsprechende Testeinrichtungen werden benötigt. Bild 6: Hybridgetriebe auf einem EMV-Prüfstand zur Messung der Wellenstörungen 242 19 Elektromagnetische Verträglichkeit von E-Antrieben / Hochvoltsystemen Aktueller Stand, Weiterentwicklung, Messverfahren 5 Störfestigkeit, Störsicherheitsabstand Die Elektronik der Antriebe hat die gleichen Störfestigkeitsanforderungen zu erfüllen wie herkömmliche Kfz-Elektronik (ISO 11452-…). Zusätzlich ist erhöhte Aufmerksamkeit zur Störfestigkeit gegen Magnetfelder erforderlich. Diese Betrachtung ist unter Berücksichtigung eines ausreichenden Störsicherheitsabstandes durchzuführen. Selbstverständlich wird auch der Personenschutz gegen Magnetfelder betrachtet. 6 Zusammenfassung Die elektrische Hochvolt-Antriebstechnik im Kfz hat eine Reihe von neuen Störphänomenen gebracht. Neue Messverfahren und neue Messgeräte müssten entwickelt werden. Die Normung ist zu erweitern. Die Technologie (Schirmung, Filterung) wird weiter entwickelt und bietet immer neue Möglichkeiten zur Sicherstellung der EMV im Kfz. Bild 7: Neue Messkabine für Hochvoltantrieb 243 19 Elektromagnetische Verträglichkeit von E-Antrieben / Hochvoltsystemen Aktueller Stand, Weiterentwicklung, Messverfahren Bild 8: Lastmotor eines EMV-Prüfstandes für Hochvoltantriebe mit 250 kW Brems- und Antriebsleistung (im Reküperierbetrieb) 244 245 Bild 1: Schaltbild eines batteriegespeisten Doppelantriebs 246 247 Bild 2: Ersatzschaltbild des DC-Anschlusskabels 248 5 Bild 3: Definition eines Teilmodells am Beispiel des DC-Anschlusskabels 249 Tabelle 1: Parameter des ESB der DC-Seite des Doppelantriebs Bild 4: Schematische Darstellung eines Antriebstrangs zur Verdeutlichung der Modellstruktur 250 4 Resonanzeffekte in Hochvolt-Bordnetzen Zur Abschätzung der Wahrscheinlichkeit sowie der Fehlerschwere einer resonanten Schwingung wird zunächst ein Betriebsfall dargestellt, bei dem Umrichter 1 die ermittelte kritische Strecke zu resonanten Schwingungen anregt. Das Fahrprofil der beiden Antriebe ist in Bild 7 dargestellt. Das Drehmoment stellt die Sollgröße von Regler 1 und Regler 2 dar und ist bei konstantem Leistungsfaktor cos( ) direkt proportional zum DC-seitigen Umrichter Eingangsstrom bzw. . Zeitraum T1 stellt den Zustand des lastfreien Rollens dar. Beide Antriebe rotieren mit konstanter Drehzahl = 1400 min .Für die Drehmomentvorgabe gilt = 0 Nm. Im Zeitraum T2 erfolgt ein Lastsprung auf beide Antriebe gleichermaßen. Die Drehmomentvorgabe springt zeitgleich auf = 180 Nm. je Antrieb. Im Zeitraum T3 sind die Istwerte der Drehmomente eingeschwungen, die Antriebe liefern den konstanten Sollwert des Drehmoments. Zu Beginn des Zeitraums T4 wird aufgrund einer beispielhaft angenommenen thermischen Überlastung von Umrichter 1 dessen Schaltfrequenz von 10 kHz auf 5 kHz reduziert. Bild 8 zeigt die Simulationsergebnisse des Betriebsfalls. Gezeigt sind die Ströme zwischen den Umrichtern und der Traktionsbatterie, sowie die Spannungen an den ZwK Kondensatoren. Da im Zeitraum T4 die Schaltfrequenz von Umrichter 1 nahe der Resonanzfrequenz des DC Kreises liegt, ist hier ein überproportional starkes Aufschwingen der Ströme und , teils mit Stromrichtungsumkehr, zu sehen. Die Amplitude der Schwingung liegt in der Größenordnung des Nutzsignals. Die Schwingung führt zu erhöhten Belastungen der DC Kabel und der ZwK Kondensatoren. Der Strom auf der DC-Seite wird häufig nicht oder nicht mit der erforderlichen Bild 5: Vereinfachtes ESB der DC-Seite des Doppelantriebs 251 Bild 6: Spektrum der DC-seitigen Impedanz Bild 7: Zeitlicher Verlauf des Drehmoments an E-Maschine 1 und 2 252 Bild 8: Oben: Stromverlauf zwischen den Umrichtern und der Traktionsbatterie, unten: Spannungsverlauf 253 Tabelle 2: Parameter des simulierten Kondensators Bild 9: AC-seitige Ströme der beiden Umrichter 254 Bild 10: Strombelastung des ZwK Kondensators von Antrieb 1 255 256 257 21 Optimized electrified drivetrains and duty cycle testing methods related to future autonomous driving vehicle concepts Christian Kajinski, Ralf Wörner, Lino Pott, Mathias Lutz, Harald Scheihing, Christoph Pasler Abstract New markets arise for powertrain development. One of them is electromobility and, for the foreseeable future, the autonomous vehicle. The powertrain development is facing changed and sometimes unknown requirements. In addition, there is a social lack of confidence in these new technologies. The development of the combustion powertrain is faced with the challenge of scrutinizing its knowledge base, which culminates a little over 100 years ago, in the context of electromobility. Increased lifetime requirements, due to the higher degree of utilization of autonomous vehicles and the resulting operating models, stand in contrast to reliability and short development times. Following the idea of high reliability, a redundant powertrain concept as well as a product solution as a highly integrated E-axle are introduced. A systematic analysis of the requirements and the system results in lifetime test requirements. The validation of the requirements, in particular the high test time and high reliability to be proven forces new methods with regard to test setup and test program. For this purpose, a test concept is shown using the example of the presented E-axle. Kurzfassung Für die Antriebsstrangentwicklung ergeben sich beständig neue Märkte. Einer davon ist die Elektromobilität und auf absehbare Zeit das autonom fahrende Fahrzeug. Die Triebstrangentwicklung steht vor geänderten und teilweise unbekannten Anforderungen. Zusätzlich gibt es gesellschaftlich ein fehlendes Vertrauen in diese neuen Technologien. Die Verbrenner-Antriebsstrangentwicklung steht vor der Herausforderung, deren, aus etwas 100 Jahren gipfelnde Wissensbasis, im Rahmen der Elektromobilität kritisch zu hinterfragen. Gesteigerte Laufzeitanforderungen, bedingt durch den höheren Nutzungsgrad autonom fahrender Fahrzeuge und sich daraus ableitbaren Betriebsmodelle stehen insbesondere den Aspekten Zuverlässigkeit und kurze Entwicklungsdauer entgegen. Dem Gedanken der hohen Zuverlässigkeit folgend wird ein redundantes Antriebstrangkonzept, sowie eine Produktlösung als hochintegriere E- Achse vorgestellt. Aus einer systematischen Analyse der Anforderungen und des Systems ergeben sich unter anderem Lebensdauer-Prüfanforderungen. Die Validierung der Anforderungen, insbesondere der hohen Prüfzeit und hohen nachzuweisende Zuverlässigkeit erzwingt neue Methoden hinsichtlich Prüfaufbau und Prüfprogramm. Hierfür wird ein Prüfkonzept am Beispiel der vorgestellten E-Achse gezeigt. 258 21 Optimized electrified drivetrains and duty cycle testing methods related to future autonomous driving vehicle concepts 1 Introduction With the beginning of the 21 st century, the automotive industry is characterized by Industry 4.0 and environmental protection. In urban areas in particular, this affects personal transportation. Electromobility helps to reduce local emissions of harmful exhaust gases. In the future, the autonomously driving vehicle will enable new operator models, which will ensure a higher degree of vehicle utilization. Entering in the field of driverless vehicle concepts, there are many changes related to the traditional vehicle design and related functionalities, which now become possible [1]. These opportunities may not be restricted to small volume applications, but will reach also large vehicle platform providers and may therefore affect vehicle constructors as well as the today’s mobility service providers [2, 3]. Regarding this disruptive changes there appear new players with different vehicle concepts, optimized in relation to interior space for the transported customers or goods, see Fig. 1. Figure 1: Vehicle concepts related to autonomous driving (Zoox, Robomart) In the classic combustion engine vehicle, the vehicle is driven via the front axle, rear axle or four-wheel drive. The vehicle has only one primary direction of travel. Since no driver sits in the autonomous vehicle, this also has no front. It can be designed completely symmetrical. Thus, the vehicle also has no preferred driving direction. Therefore, it also makes sense to build the drive train symmetrical. Here are two basic systems. On the one hand the four wheel drive with one electric motor per wheel. Advantages of this concept is a high compactness and a very good torque vectoring ability. Disadvantages here is the proportion of unsprung masses which has a very adverse effect on the driving comfort. The second principle has two driven axes, each axis being driven by an electric motor. Since the torque vectoring ability in such a city vehicle has a low ranking, the second principle is considdered to be advantageous. At the same time, the principle of the two driven axes ensures redundancy in the drive system, which is very advantageous when considering the new requirements. 259 21 Optimized electrified drivetrains and duty cycle testing methods related to future autonomous driving vehicle concepts 2 New Requirements Due to the new operator models, these vehicles are also being used for a considerable amount of time each day. In order to maximize the return on investment, very high lifetime requirements result per vehicle. Here is the life requirement in the known range of commercial vehicles to rail vehicles. This equates the lifetime of a city bus, which covers this distance with an average speed of under 40 km/ h (Dipl.-Ing. Kevin Lucan 2019). This alone is a big challenge. In addition, the drive train will be equipped with a new drive technology. A commercial success can only be achieved if the society gains confidence in this new type of transport. Thus, a high reliability of the drive system is required at the same time. This can be ensured by the two axle drive. In this case, an axle can be used as the primary driving axle. The second axle acts as a booster when more power is required. This can be a dynamic driving situation or coping with a steep climb. Using the example of the Worldwide Harmonized Light Duty Test Procedure (WLTP), the boost-mode of the seconde axle is shown in Fig. 2, as an example. Figure 2: WLTP -left; boost requirement -right Due to the lack of preferential driving directions the vehicle can take advantage of both axles optimally. In order to optimize the efficiency, to prevent voltage induction by dragging the non-driving axle and to meet the functional safety requirements, it has to be possible to disconnect the axles. In order to be able to use such systems extensively, it makes sense to offer modular, generally classified total drive packages. 3 Electric Drive Unit (EDU) The electric drive train consists of power electronics, electric motor and transmission. The power electronics PE acts as a DC/ AC converter between DC power source, e.g. battery and electric motor. In addition, it controls the electric motor. The electric motor EM converts electric power into mechanical power. The gearbox GB translates the electric motor torque and speed into a torque and speed required at the output shaft. Classically, these subsystems are separated, spatially separated or partially linked, developed, coupled and installed. This allows a high degree of freedom in the fulfillment of the requirements. Disadvantageous here are these specific solutions in the cost criterion. The modular building structure of inverter, electric motor and gear box allows the adaptation to different functions and requirements (Dipl.-Ing. Theo Gassmann 2017). In addition to the high modularity of the subsystems, it also makes sense to highly integrate them for basic application areas. Such a highly integrated system is referred to as the so-called Electric Drive Unit (EDU). Depending on the 260 21 Optimized electrified drivetrains and duty cycle testing methods related to future autonomous driving vehicle concepts arrangement of electric motor and transmission, a distinction is made between coaxial and transaxle structure types. The following hofer EDUs result for the car and commercial vehicle sector, see Fig. 3. Coaxial Axially Parallel 2x Axially Parallel Figure 3: hofer EDU As shown in the new requirements, such a drive unit must have the decoupling function, a long service life, high reliability and no preferential driving direction. This was implemented in the coaxial EDU. Here, the transmission is designed with a stepped planetary gear train as a simple reduction gear unit. This ensures a very compact design. Through an open differential, the torque is delivered to the output shafts. By integrating a dog clutch in the differential, the disconnect function is ensured, see Fig. 4. Figure 4: Assembly EDU At the same time, drag losses are minimized. In order to meet the requirements of functional safety, a hydraulic actuation system was chosen. 4 Test Description and Setup Following a systemic approach, the requirements for the EDU or PE, EM and GB are derived from the customer service specification. These requirements can be divided into two classic types of testing. On the one hand, there is the functional testing that must ensure the function of the EDU. On the other hand, there is the durability testing of the system. With an expected vehicle operating time of several years, a test collective must be compressed. The test time can be significantly reduced by minimizing the number of torque and speed ramp. As a result, only the requirement of quasi static torque at the input shaft, rotational speed and test duration is checked. The symmetrical structure of the vehicle and the operating strategy of the e-axles result in a symmetry in the collective to be tested, see fig. 5. 261 21 Optimized electrified drivetrains and duty cycle testing methods related to future autonomous driving vehicle concepts Figure 5: Exemplary symmetrical load distribution; torque-speed-time A so-called test is named durability test. A further comression only can take place as long as a shift of the failure modes can be excluded. Therefore all relevant failure modes need to be checked. By way of example, the components primary tested on the durability test are highlighted in red, see Fig. 6. Figure 6: Tested component - Durability test Since this eliminates the alternating load this is checked by an alternative test method. For the sake of completeness, the now symmetrically rainflow matrix is shown as an example, see Fig. 7. Figure 7: Exemplary sym. load distribution; amplitude-mean-cycle (rain flow matrix) 262 21 Optimized electrified drivetrains and duty cycle testing methods related to future autonomous driving vehicle concepts Here, the lifetime should be tested under the additional aspects of reliability. In order to prove the requirement for a high reliability at the desired service life, a large number of Device Under Test (DUT) is needed. It is now about effectively reducing the costs as well as the test time. In the conventional test setup, the EDU is directly connected to the test bench motors. Here, the motors generate the driving resistance directly. An alternative solution is given by a back-to-back-structure, where two EDU’s are linked. Thereby components and costs are economized compared to a conventional structure. Back-to-back works preferred for EDUs, since these machines work in both operation modes, motor and generator. An improved approach consists in a connection of several EDUs, where each connection node acts as power split or power overlay point. The advantage of such a test bench concept is the lower investment costs. Success factors to realize this test bench structure include a robust connection between the DUTs (i.e. angular gear box) as well as a symmetric load distribution and an identical characteristic of the DUTs in drive and coast. Based on these requirements, and taking into account further functional test options, a variant comparison was made to a solution that was appropriate for this application. By total, thirteen individual test bench concepts were compared by applying a utility analysis on functional criterias. Furthermore, a cost breakdown was conducted, in order to identify the cost-optimal solution. The recommended concept consists on using three DUTs, two of them mainly forward in drive condition and one in coast condition, allows depending on their power level a high flexibility, see Fig. 8. Figure 8: Optimized back-to-back test bench structure applying three DUTs (source: hofer) Low power EDUs with a peak power below those of one test bench engine are able to be tested without a breaking engine. If existing components are used, the overall costs drop further. In addition to the durability test, further modified durability tests must be performed for product validation. As a result, this also can take place in parallel. The pre-condition is that the speed at the DUTs is identical. The test concept is also suitable for accelerated life testing. In this case, for example, the torque is increased to provoke a premature failure. 263 21 Optimized electrified drivetrains and duty cycle testing methods related to future autonomous driving vehicle concepts 5 Summary With the beginning of the 21 st century, the automotive industry is characterized by Industry 4.0 and environmental protection. In urban areas in particular, this affects personal transportation. Electromobility helps to reduce local emissions of harmful exhaust gases. In the future, the autonomously driving vehicle will enable new operator models, which will ensure a higher degree of vehicle utilization. Since no driver sits in the autonomous vehicle, this also has no front. It can be designed completely symmetrical. Thus, the vehicle also has no preferred driving direction. Therefore, it also makes sense to build the drive train symmetrical. A drive train principle with two separately driven axles provides redundancy in the drive system, which is of great benefit given the required high reliability and long service life. The electric drive train consists of power electronics, electric motor and gearbox. Beside high modularity of the subsystems, it also makes sense to highly integrate them for basic application areas. Such a highly integrated system is referred to as the socalled Electric Drive Unit (EDU). A selected EDU is presented, which is suitable for an autonomous driving city vehicle. Following a systemic approach, the requirements are derived from the customer service specification. These requirements can be divided into two classic types of testing. On the one hand, there is the functional testing that must ensure the function of the EDU. On the other hand, there is the durability testing of the system. Damage caused by roll-over can be tested in the so-called durability test. Here, the lifetime has to be tested under the additional aspects of reliability. In order to prove the requirement for a high reliability at the desired service life, a large number of Device Under Test (DUT) must be tested. It is now about effectively reducing the costs as well as the test time. For this purpose, a cost-effective test bench concept was developed. The recommended concept consists on using three DUTs, two of them mainly forward in drive condition and one in coast condition, allows depending on their power level a high flexibility. Low power EDUs with a peak power below those of one test bench engine are able to be tested without a breaking engine. If existing components are used, the overall costs drop further. In addition to the durability test, further modified durability tests must be performed for product validation. As a result, this also can take place in parallel. The test concept is also suitable for accelerated life testing. Literatur [1] Dr. Dan Keilhoff: Roboterautos - Tabubruch einer Branche. ATZ (2019) Juni, S. 8-13 [2] Bain & Company: The Automotive Endgame 2030+. Bain study highlights. Studie Bain & Company (2019) [3] Richard Threlfall: Autonomous vehicles readiness index. Studie KPMG 2018 264 22 High-Performance Cast Rotors with zero porosity Péter Szilágyi, David Schmitz, Michael Breuckmann, Sören Tilders Sören Miersch, Uwe Schuffenhauer, Thomas Schuhmann Abstract In the article, essential aspects of the casting technology and process developed by breuckmann eMobility for rotors applied in asynchronous motors (ASM) and their relevancy for the E-Mobility industry are discussed. These high performance rotors with a cast squirrel-cage have been optimized with the aim of achieving a high power density and speed stability, using different conductor materials for the cage, namely copper, aluminium and special copper alloys with optimized yield strength and conductivity. Kurzfassung In folgenden Artikel werden wesentliche Aspekte der von breuckmann eMobility entwickelten Gusstechnologie und des Gießprozesses für Rotoren in Asynchronmotoren (ASM) und deren Relevanz für die E-Mobility-Branche diskutiert. Diese Hochleistungsrotoren mit gegossenem Läuferkäfig wurden mit dem Ziel optimiert, eine hohe Leistungsdichte und Geschwindigkeitsstabilität zu erreichen, wobei als Leitermaterialien Kupfer, Aluminium und spezielle Kupferlegierungen mit optimierter Streckgrenze und Leitfähigkeit für den Käfig verwendet werden. 1. Introduction Asynchronous machines (ASM) with squirrel cage rotors represent a viable alternative to the permanent magnet synchronous machines (PSM) frequently used for electric vehicle drives. The main advantages of ASM are its greater robustness and greater insensitivity to transient rotor overtemperatures, the greatly reduced drag losses, the absence of rare earths and its inherent safety in the event of a fault. A disadvantage compared to PSM are the higher rotor Joule losses which occur in principle. Furthermore, the speed or peripheral speed and thus the achievable power density are limited by the mechanical strength of the rotor, especially the rotor cage. These disadvantages can be largely minimized by using copper or copper alloys in combination with highstrength, low-loss electrical steel strips. The significantly increased electrical conductivity combined with a higher yield strength compared to aluminum allows peripheral speed and power density in electric vehicle drives to be increased while at the same time greatly reducing rotor losses that are difficult to dissipate [3]. 265 22 High-Performance Cast Rotors with zero porosity 1.2 Casting technology (LSC) and die cast materials The increase in vehicle drives with permanent magnet technology is leading to an increased demand for rare earth permanent magnets. Even without taking political developments into account, this leads to a significant increase in demand, which in 2035 will result in a doubling of current global primary production, especially for lithium, rhenium, terbium and dysprosium. On the other hand, copper is expected to increase only moderately to approx. 30 % of the mine production of 2013, in addition to the excellent possibilities of reuse and recycling of copper also as composite material or component [1] [3]. Copper and aluminium are materials with high or sufficient electrical conductivity and good thermal conductivity, which have proven themselves both as a conductor material in drawn form and as a casting material in electrical engineering. They also have excellent corrosion resistance, medium strength and good formability. In certain applications, individual properties of pure copper or aluminium are not sufficient, as there for the high performance or high-speed range. Copper alloys offer a solution to increase strength or yield point and change casting properties. The alloying elements have different degrees of effect on the electrical conductivity of the material. In particular, additions of chromium and zirconium increase the yield strength and are also used as construction materials. Selected alloys developed for electrical engineering have an electrical conductivity between 44 MS/ m and 58 MS/ m and a tensile strength between 60 MPa and 450 MPa. Some of the properties are only permanently adjusted after heat treatment [2] [3]. breuckmann eMobility has developed an innovative casting process named laminar squeeze-casting (LSC), which allows for an even laminar form filling where the formation of uncontrolled melt fronts is prevented. Noticeable advantages of rotors cast with this method are no electrical resistances in the connection points between the end rings and the slot filling of any given lamination stack, compared to assembled or welded rotors. With the casting method, the squirreled cage material solidifies as one connected cast body. The result is a high level of electrical conductivity. Furthermore the custom casting tool allows for a very short flow path of the melt when it is shot into the casting tool. Therefore, the vertical alignment of the casting system combined with the design of the tool facilitates an optimal rotor filling. Compared to other casting methods, with LSC the filling of the rotor is performed in a non-turbulent manner, which favours a minimum level of entrapped air or gas. Figure 1: Filling simulation 266 22 High-Performance Cast Rotors with zero porosity The cast rotors of asynchronous machines have a slot filling factor of 100 %, which can also be achieved with complicated slot shapes and inclination of the sheet pack. Such a slot filling factor is made possible by laminar squeeze casting (LSC). The LSC process ensures that all slots are filled at the same time, allowing the air to be removed optimally. This prevents gas pores and rod interruptions (Fig. 1). High melting temperatures with effects on the rotor plate must be observed in some cases. Metallographic investigations of the electrical strip before and after casting showed that no grain growth occurs due to the effect of temperature. In addition, the temperature rise up to approx. 700 °C between the slots is of such short duration that no damage occurs with the high temperature resistant sheet insulation C5 according to ASTM. The short-circuit ring is cast in copper as well as aluminium, die casting close to the laminated core without disturbing contact resistances. With the especially for rotor casting developed cooling and venting system, the unavoidable solidification porosity due to shrinkage are directed to areas outside the rotor, such as the overflow (Fig. 2) [3]. Figure 2: Solidification simulation 267 22 High-Performance Cast Rotors with zero porosity At the end of the filling of the mould there is no enclosed air in the rotor. Solidification porosities are directed into non-critical areas such as the gate (bottom) and overflow (top). In addition to the different density, the effects of the achievable yield point are essentially responsible for the strength of the rotor cage and the short-circuit rings in particular. Table 1 summarizes the mechanical material data for the die casting cage for pure copper, pure aluminium and optional copper alloys [3]. Table 1: Material data rotor cage for electrical and mechanical calculation [3] material aluminium copper copper alloy specification cast, DIN 1706 E Cu, DIN 1759 cast, DIN EN 1982 specific conductivity MS/ m 36 58 50 - 40 temperature coefficient of specific electric resistance K -1 4,0 10 −3 3,93 10 −3 3,93 10 −3 density kg m -3 2700 8900 8900 Young's modulus GPa 71 110 110 - 130 Poisson's ratio 0,33 0,34 0,34 yield strength (R p02 ) MPa 40 150 200 - 360 tensile strength (R m ) MPa 70 270 300 - 455 Due to the high engine speed and rotation per minute, the actual industrial demands require parts with improved mechanical and physical properties such as high tensile strength with high electrical conductivity in very narrow lamination slots. Only the high pressure die casting technology is ready to fulfil the mentioned requirements for induction machine rotors. The conditions created through LSC enable the production of high-performance cast rotors with zero porosity, high conductivity and excellent properties for usage in high speed concepts, which meet the quality requirements of automotive industry. 268 22 High-Performance Cast Rotors with zero porosity In the case of the copper rotor, two manufacturing technologies are still in the race, namely the fabricated and the cast squirrel cage. The LSC technology makes it possible to fill the recently developed very narrow rotor slots. In 2015 it was achieved to cast 1.3 mm thin slots with a stack length of 200 mm. The most recent results were to cast 0.8 mm thin slots, with a stack length of 200 mm in spring 2018. Since then the optimization has resulted in rotors cast with zero measurable porosity in both endrings of the rotor (Fig. 3). Figure 3: Casting trial automotive rotor (breuckmann eMobility), Side A (lower side, ingate), Side B (upper side, overflow and venting), 71 slots, 05/ 2019 References [1] Marscheider-Weidemann, F., Langkau, S., Hummen, T., Erdmann, L., Tercero Espinoza, L., Angerer, G., Marwede, M. & Benecke, S: Rohstoffe für Zukunftstechnologien 2016 - DERA-Rohstoffinformation, Berlin 2016 [2] Deutsches Kupferinstitut: Niedriglegierte Kupferwerkstoffe Eigenschaften: Verarbeitung Verwendung, Reihe TechnologieForum Kupfer im Verlag des DKI, Düsseldorf 2012 [3] breuckmann eMobility GmbH / HTW Dresden / thyssenkrupp Steel Europe AG, Tagungsbandbericht E-MOTIVE E-MOTIVE Expert Forum Electric Vehicle Drives, 2019: Design and test of squirrel cage induction machines with high power density, cast copper cage and high-strength low-loss NGO-electrical steel, 2019 269 23 Smart Laser Systems and Innovative Welding Technologies Enable Large Scale Drivetrain Electrification Matthias Beranek, Oliver Bocksrocker Abstract The mass production of E-Drives necessitates in highly productive and reproducible manufacturing methods. Along the manufacturing chain, the laser as a tool plays a major role. TRUMPF introduced two innovative welding processes, addressing the special requirements in E-Drive production. For the welding of high strength steels used for rotors, ‘Modulated Welding’ has been developed in order to solve the long existing problem of weld crack formation, finally enabling the use of high performing materials. The contacting operations of the hairpins including the connection of the power rails can be done with the help of a fully developed lasersystem. It consists of the welding preparation using short pulse lasers for removal of the copperwires´ coating layer as well as the welding setup including a highly integrated quality assurance sensor enabling an autonomous, self-controlled processing. In order to meet and optimize the specified joining results regarding weld spattering, pore formation and the fast generation of the fusion area, we use ‘Bright Line Weld’, a multi spot arrangement which enables a whole new set of possibilities to set up and control the welding process. Kurzfassung Mit der Weiterentwicklung elektrifizierter Antriebsstränge von Automobilen und Nutzfahrzeugen halten neue Produkt- und Fertigungskonzepte Einzug bei den Herstellern. Eines der neuen Produkte ist der hairpinbasierte Stator für Traktionsmaschinen. Damit können alle Typen der Elektrifizierung von P0 bis P4 und damit von der Mildbis zur Vollelektrifizierung abgedeckt werden. Ein ganz wesentliches und vielseitiges Werkzeug für die Fügeoperationen an verschiedenen Bauteilen des Hairpin Elektromotors ist der Laser. Er findet seinen Einsatz bei den Schweißverbindungen der Leistungselektronik, den Motorgehäusen, den Statorblechen, der Rotorwelle und der Hairpinsowie Stromschienenkontaktierung. Für das Schweißen der hoch- und höchstfesten Stähle der Rotorwelle hat TRUMPF das „Modulierte Laserschweißen“ entwickelt. Es löst das Problem der Schweißnahtrissanfälligkeit solcher Werkstoffe durch eine eigens angepasste Methode des Energieeintrages in das Bauteil vollständig und ermöglicht damit den Einsatz anforderungsgerechter Werkstoffe im Elektromotor. Bei der Hairpinkontaktierung kommen ein abgestimmtes Lasersystem bestehend aus Kurzpulslasern für die Abisolierung der Kupferdrähte zur Schweißvorbereitung, sowie 270 23 Smart Laser Systems and Innovative Welding Technologies Enable Large Scale Drivetrain Electrification ein Hochleistungslaser mit integrierter, selbstregelnder Qualitätssicherungssensorik zum Einsatz. Zur Einhaltung der Herstellerspezifikationen hinsichtlich der Fügequalität an den Kupferverbindungen, so z.B. Spritzerbildung, Porenbildung sowie dem zu erzielenden Anbindungsquerschnitt, wurde „Bright Line Weld“, ein Multi-Spot-Laserverfahren, an die spezielle Prozessführung für die Schweißverbindungen angepasst. Dies ermöglicht dem Anwender eine bisher unerreichte Skalier- und Einstellbarkeit zur Optimierung der Verbindungsqualität. Knowing the Processing chain of electrified drivetrains and contribute unique processing and quality assurance features The course set for upcoming drivetrain generations is that they are going to be all electric. They have to meet both worldwide regulation policy goals for greenhouse gas emissions as well as providing a fun to drive experience for car owners. In other words they have to provide highest efficiency and maximum power delivery at the same time. In order to realize these goals throughout the different car segments there has to be a scalable toolset of electrification which additionally needs to be adapted to the according markets. For the benefit of both, customers and manufacturers, cost targets have to be taken into account. This leads to various forms of electric drivetrains: 48V, Full Hybrid without any major energy storage, Plug-In hybrids which enable partially pure electric driving and battery electric cars without any combustion engine. One key component covering all of the above mentioned electrification stages is the hairpin or form wound design of E-drives which can be adapted to the different requirements due to wire cross-sections, number of windings or overall stator size. It can work in all drivetrain layouts starting from P0, as belt starter generator, the various transmission integrated types P1-P3 up to being part of an electric axle in P4 configuration. TRUMPF is working in the field of hairpin E-drives for several years now having developed for and contributed to more than 50 major OEM, Tier 1 and supplier projects. TRUMPF welding processes are coming a long way being utilized successfully within drivetrain production since more than 15 years now. During that time there have been some major advancements to welding processes which enable completely new approaches to the way of design and production of engine, transmission and electrification parts and components even today. There are two wholly new developed laser technologies which are production ready and yet are based on the well-known and mass production proved TruDisk solid state laser platform. Modulated Laserwelding When looking at the rotor of an E-Drive, there are high strength steel grades in use, usually exceeding tensile strengths of 1000 N/ mm² based on the intended loadcase. Amongst others, these rotors can be designed to be a multi part layout for active water cooling making a joining operation necessary. A successful welding operation is exclusively granted by the laserbeam applying a high power (typically between 1 and 6kW) to a relatively small spotsize (typically between 271 23 Smart Laser Systems and Innovative Welding Technologies Enable Large Scale Drivetrain Electrification 100 and 800µm), resulting in a deep penetration or keyhole welding process. Due to the high heating and cooling rates during keyhole welding, a unique microstructure and mechanical behavior of the weldseam is achieved, offering higher assembly operation performances compared to classical welding technologies. The unique weldjointmechanics are being generated by the high aspect ratio of the resulting weldseam which is typically very deep and at the same time quite narrow. This special processing characteristics have been utilized in volume production for drivetrain parts being made from steels with tensile strengths of up to 800 N/ mm² for quite some years already and became a manufacturing standard. However, when looking at even higher strength alloys, there have been some difficulties even with laser beam welding, mainly in the guise of cracks as there are contributing factors on crack formation by both materialand process stresses. Those have been overcome recently by the genuinely TRUMPF developed and patented modulated laserwelding technology. By applying the laserpower using an application individual adjusted amplitude and frequency, it becomes possible to dampen malicious stresses which then results in a crack free weldseam. These new parameters are readily implemented within the programming software and take into account various boundary conditions such as the optical setup of the laser equipment. Figure 1 shows a comparison of longitudinally arranged, false coloured radiographic images of a standard weldseam (upper) and the modulated laserwelding (lower) where the white lines are indicating crack formation inside the seam whereas the second seam is free of such failures. This new processing approach solves the long existing problem of cracking enabling the use of HS steels for novel approaches in component production. The latest example is the rotor shaft of E-Drives but the potentials are even further reaching. It will be possible to downsize existing and new product layouts resulting in material lightweight potentials. This could help optimize for smaller installation space or achieving desired function demands such as increased torque transferability while Figure 1: Comparison of welding results regarding crack formation between standard and modulated welding 272 23 Smart Laser Systems and Innovative Welding Technologies Enable Large Scale Drivetrain Electrification keeping the same geometries. Effective weight reduction lies within hollow shaft designs resulting in assembled shaft types, laserwelded final drives (differentials) as well as strength optimized gearwheels or reduced wall thicknesses of planetary gearsets of torque split devices. Bright Line Weld Multispot Technology The second breakthrough technology which has been invented, developed and patented by TRUMPF is called Bright Line Weld being able to be ran on and retrofitted to existing TruDisk Solid State lasers. The technology is based upon a waveguide layout consisting of the TRUMPF original 2in1 fiber and an adjustable optical element which enables a continuously adjustable distribution of the available laserpower to the beforementioned fiber and consequentially through the processing optics to the workpiece surface (Fig.2). This offers users the ability to actively influence the welding dynamics in order to minimize or eliminate spattering as well as optimizing the energy input for each given welding task. We already pre-developed the technology for different material types such as aluminum, steels and copper materials, the latter being the most interesting regarding minimum spatter formation. Throughout a vast variety of deep-penetrationwelding applications related to E-Mobility such as battery welding tasks, e.g.busbar or can cap welding, power-electronics, e.g.joining of the connectors or the contacting of Hairpin E-Drives, the benefits of Bright Line Weld open up a whole new set of possibilities for improvement. Another advantage is gained by the possibility of energy input reduction compared to state of the art laser setups. Especially in steel welding tasks being sensitive to runouts such as gearwheel/ synchronizer or high-pressure injectors, assemblies can be optimized as far as 50% less energy deposit for the same welding result. Figure 2: Optical setup of Bright Line Weld 273 23 Smart Laser Systems and Innovative Welding Technologies Enable Large Scale Drivetrain Electrification Contacting of Hairpins - Setting the Standard As for the prearrangement, any welding parts need certain starting conditions, e.g.free of contaminants and dry surfaces, in order to achieve free of crackand pores welding results. Within drivetrain production, the laser has become a common method for that task as well. For the rectangular copper wires we developed special decoating methods based on short pulse nanosecond lasers. The vaporization-based processing characteristics achieved by the high pulse peak energies remove the isolation coating selectively and without changing the copper surface structure or affecting the material properties. Compared to mechanical approaches, there will be no gap generation by copper removal which highly benefits the successive welding. For the common coating types PAI, PEEK or even mixed types, we offer qualified and volume production optimized laser setups which allow for cycle times well below 0.5 seconds for a processing during continuous wire feed movement and thus working cycle time parallel with the help of laser scanning optics. Unlike all other laser applications, the hairpins feature a quite unique arrangement. Basically they come as butt joint layout however there will be no three dimensional heat conduction as the geometry is limited to all sides resulting in a fast heat flow along the copper material. Given the fact that all single pins carry an isolation layer that is not allowed to be exposed to any heat impact, the execution of the welding process is the most decisive part for this application. In addition to that, the individual specifications such as low spattering amounts, free of porosity seams or fast processing times (per pin or for the whole stator) need to be maintained. Based on that boundaries, every welding task can be tweaked regarding optical setup, laser parameters and weldpath programming, during mutual process development in one of our application labs. The TruDisk solid state high power multimode laser in combination with the Bright Line Weld technology and a laser scanning optics is the method of choice. During a two staged welding the meltpools on both pins have to be generated rapidly which then are fused by a stirring movement of the laser beam finally resulting in the finished geometry (Fig.3). Figure 3: Laser welded Hairpins 274 23 Smart Laser Systems and Innovative Welding Technologies Enable Large Scale Drivetrain Electrification In order to do so, the advantages of a scanning optics are being utilized making fast point to point jumping and adaptive weldpaths possible, all of which can be freely programmed. The overall processing time for single pins of typical geometries is between 50 ms and 400 ms and can be optimized further depending on the parts geometry. Bright Line Weld will increase the welding quality regarding spattering. Figure 4 shows picture stacks from a highspeed video where the single lines indicate respective spatters leaking from the molten material. A well optimized single spot welding process (a) is compared to the same process with Bright Line Weld technology (b) where a significant spatter reduction is achieved. This helps avoiding contamination of the windings as well as the fixturing devices, eventually increasing machine uptimes. Furthermore, the 2 in 1 spot arrangement helps reducing porosity. This is bound to the material choice and quality. It is very commonly seen with Cu-ETP (Fig.5). On top of that we customized an image processing sensor system ‘Vision Line for Hairpin E-Drives’ which is attached directly to the optics and therefore being able to visualize the weldjoint situation of every pin pairing. This system has been used in countless drivetrain and carbody applications for weldjoint feature tracking and automated position finding and has now been refined for the special demands of the hairpins. a) b) Figure 4: Spatter behavior using single spot (a) and Bright Line Weld (b) setups Figure 5: Pore formation using single spot (a) and Bright Line Weld (b) setups with Cu materials which facilitate pore formation, the red arrows mark pores (X-Ray image) 275 23 Smart Laser Systems and Innovative Welding Technologies Enable Large Scale Drivetrain Electrification It is mandatory for E-drives manufacturing as we are facing not only one but, depending on the type of stator, a multitude of welds within one part. Affected by tolerances originating from the wires themselves or the fixture capabilities it is easy to imagine that the positioning of the single pairings may vary. Typical deviations can be seen in lateral offsets or gaps, the latter having an effective influence on the welding depth and conductivity of the connection if different from the reference gapsize. Vision Line is capable of measuring the beforementioned and further typical features due to its adapted algorithms for hairpins using very short calculation times. A very unique feature of the TRUMPF laser system is the possibility of automatically controlling and adjusting the laserparameters and the optics´ welding paths based on the measurement values using real time data processing. In doing so, variations will be levelled out and a reproducible welding result is ensured for each pairing finally resulting in a highly reliable manufacturing process without any faulty parts. Further, the imaging system is able to check the resulting weld geometries of each connection to raise quality assurance even more. On top of that, this data can be handled to overlayed systems easily with regards to predictive maintenance or condition based monitoring approaches as well as realizing machine learning concepts. Together with our comprehensive know-how for combining the single technologies mentioned this makes the TRUMPF E-Drives welding system the only available turnkey solution in the market (Fig.6). The system works autonomously and can be supplied with TRUMPF welding machines or be integrated to any machine layout using standard interfaces (i.e.Profinet). Summary Drivetrain electrification is going to be realized with the help of laser technologies. Through our newly developed welding processes and sensor systems, we are ready to solve the upcoming challenges, productionand quality targets coming along with Figure 6: Hairpin E-Drives Welding System including Laser, Scanning optics and Sensor system 276 23 Smart Laser Systems and Innovative Welding Technologies Enable Large Scale Drivetrain Electrification the transition of mobility. New materials can now be introduced in order to meet functional or lightweight demands for innovative drivetrain products. The field of copper welding is perfectly ready to be entered with high productive and comprehensive laser setups. All of that will help the further development of cars, trucks and other vehicles finally paving the way to E-Mobility. 277 24 Spezielle Magnetisiertechnologie für optimierte Fertigungsabläufe Jonas Walter Abstract In the general context of “the energy revolution”, and especially with the move towards electrification of onand off-highway mobility solutions, the number of industrially produced permanent magnet synchronous machines (PMSM) is rapidly increasing. PMSMs are very efficient, which helps to reduce machine weight and energy consumption, thereby also offering the possibility of significantly extended vehicle range. As these kinds of drives are typically complex assemblies, efficient production technologies are essential for cost effective and reliable manufacturing processes. Magnet- Physik can deliver streamlined magnetizing systems for most applications on the market, with a focus on single impulse magnetization of complete assemblies whenever possible. A spectrum of impulse magnetizers is available, which are suitable for a wide variety of magnetization tasks. Systems solutions range from simple 2-pole magnetization to complex multipole sensors and drive applications of all sizes. Most magnetizing systems are adapted to customer requirements and are oftentimes designed for high-volume production with shortest-possible cycle times, utilizing various cooling topologies. To assure that technical requirements are met and to minimize the need for physical prototyping, solutions are developed and optimized in cooperation with customers using finite element analysis (FEA). Kurzfassung Im Zusammenhang mit der Energiewende sowie der Elektrifizierung der Mobilität nimmt die Zahl permanenterregter Synchronmaschinen stark zu. In dieser Bauweise lassen sich besonders effiziente und leichte Maschinen herstellen, die beispielsweise beim Einsatz im E-Automobil die erreichbaren Reichweiten verlängern können. Gleichzeitig sind diese Maschinen aber relativ komplexe Baugruppen, weshalb effiziente und zuverlässige Produktionstechnologie essenziell für eine kostenoptimierte und einfache Fertigung ist. Magnet-Physik kann für die meisten Anwendungen auf dem Markt kundenspezifische Lösungen bereitstellen, die die Fertigung deutlich erleichtern, ohne dabei die Qualität oder die Funktion der Produkte zu verringern. Der Fokus liegt dabei auf der Magnetisierung vollständig vormontierter Baugruppen mit einem einzelnen Feldimpuls. Die Spannbreite der Produkte beginnt bei einfachen 2-poligen Magnetisierungen, und reicht bis zu komplexen, mehrpoligen Sensor- oder Maschinentopologien. Impulsmagnetisierer und Magnetisiervorrichtungen von Magnet-Physik sind meist kundenspezifisch und werden oft in Fertigungen mit hohen Produktionsvolumen und schnellsten Taktzeiten eingesetzt. Die Lösungen für Magnetisieranforderungen werden in Zusammenarbeit mit den Kunden unter Einsatz von FEM erarbeitet, um Prototyping auf ein Minimum zu reduzieren. 278 24 Spezielle Magnetisiertechnologie für optimierte Fertigungsabläufe 1 Einleitung Vor dem aktuellen Hintergrund steigender Anforderungen an Ressourcenschonung und Effizienzsteigerung aller Produkte, steigt der Bedarf an permanenterregten Elektromotoren in allen Bereichen. Durch den Einsatz von dauermagnetischen Werkstoffen zur Erregung des Rotors oder des Stators lassen sich leichte und effiziente Maschinen konzeptionieren. Außerdem können hiermit Maschinen konstruiert werden, die als Motor sowie als Generator verwendet werden können. Besonders vor dem Hintergrund der Elektrifizierung, sowohl Onals auch Off-Highway, entsteht ein großer Bedarf von verschiedenen elektrischen Maschinen, die besonders auf Energieverbrauch und Gewicht optimiert sind, um die Beanspruchung von elektrischen Speichern zu verringern und damit die Reichweiten von Fahrzeugen zu verlängern. Effiziente und sichere Fertigungsverfahren sind daher ein Schlüssel für die kosteneffiziente Produktion und in der Folge auch ein Enabler für die Elektrifizierung der Straße und somit ein wichtiges Stellglied für die Energiewende. 2 Grundlagen Zum besseren Verständnis werden vorab einige Grundlagen und Begriffe geklärt, die später zur Beschreibung der Anforderungen und der Prozessschritte benötigt werden. 2.1 Magnetmaterialien Es werden verschiedene Magnetmaterialien unterschieden, die in ihren Eigenschaften deutlich voneinander abweichen können. Bild 1: Entmagnetisierungskurven verschiedener hartmagnetischer Materialien 279 24 Spezielle Magnetisiertechnologie für optimierte Fertigungsabläufe 2.1.1 Weichmagnetische Materialien Hierzu zählen viele Stähle und besonders Elektrobleche, wie sie für Motoren und Transformatoren verwendet werden. Diese Materialien werden gern zur Leitung des magnetischen Flusses eingesetzt, sind selbst aber kaum dauermagnetisch. Bis zu bestimmten Flussdichten haben diese Materialien häufig ein µ r >> 1. Allerdings bricht die Magnetisierung ein, sobald das äußere Feld verschwindet, vielleicht beschleunigt durch thermische oder auch mechanische Prozesse, sicherlich aber sobald kleinste entgegengerichtete Felder auftreten. In der J(H)-Kurve zeigt sich häufig eine hohe Remanenz B R , vergleichbar mit hartmagnetischen Werkstoffen, bei einer sehr kleinen Koerzitivfeldstärke H C , die mehrere Zehnerpotenzen kleiner sein kann. 2.1.2 Hartmagnetische Materialien Demgegenüber bleibt bei hartmagnetische Materialien die Magnetisierung erhalten, wenn die äußeren Felder abgeschaltet werden. Stark von Material und genauer Zusammensetzung abhängig sind die Werte für die Remanenz B R und die Koerzitivfeldstärke H CJ . Die Materialien lassen sich sehr fein untergliedern. Deshalb seien hier die vier wichtigsten Materialfamilien grob verallgemeinernd genannt: AlNiCo Magnete können relativ hohe Remanenzen aufweisen, haben aber meist eine kleine Koerzitivfeldstärke, weshalb sie in heutigen Antriebstechnologien nur noch sehr selten Anwendung finden. Die auftretenden Gegenfelder können den Magnet im Betrieb entmagnetisieren, was zum Ausfall der Maschine führen kann. Ferrit-Materialien haben zwar kleinere Remanenzen als AlNiCo-Magnete aber dafür deutlich höhere Koerzitivfeldstärken. Die kleineren Remanenzen werden typischerweise durch ein größeres Magnetvolumen ausgeglichen, was möglich ist, da das Material tendenziell günstiger ist als bspw. Seltenerd-Materialien. NdFeB-Magnete gehören zu den Seltenerd-Magneten und überzeugen besonders durch die hohe mögliche Leistungsdichte, da die Remanenzen sehr hoch sein können. Zusätzlich sind die Koerzitivfeldstärken ebenfalls deutlich größer als bei ferritischen Materialien. SmCo-Magnete gehören ebenfalls zu den Seltenerd-Magneten, wurden aber lange vor den NdFeB-Magneten entdeckt. Die Remanenzen und Koerzitivfeldstärken sind durchaus ähnlich zu den NdFeB-Magneten, aber es gibt hier einige Güteklassen, deren Magnetisierung besonders temperaturstabil ist. 2.2 Arbeitspunkte Ein magnetisierter Magnet streut einen magnetischen Fluss in seine Umgebung. Befindet sich der Magnet ausschließlich in Luft, ist die Stärke des magnetischen Flusses nur vom Magnetmaterial und der Geometrie des Magneten abhängig. Der Magnet kann hierbei verschiedene Zustände, genauer Arbeitspunkte, gemäß seiner J(H)- Kurve und seiner B(H)-Kurve annehmen. Solange der Magnet innerhalb des horizontalen Bereichs seiner J(H)-Kurve genutzt wird, ist der Betrieb bei verschiedenen Arbeitspunkten reversibel. Wird der Magnet dagegen über den Kniepunkt in der J(H)- Kurve hinaus belastet, findet eine irreversible Schwächung des Magneten statt und die Arbeitspunkte des Magneten werden fortan auf einer inneren Hysteresekurve liegen. 280 24 Spezielle Magnetisiertechnologie für optimierte Fertigungsabläufe Die Fähigkeit eines Magneten, bei einem bestimmten Arbeitspunkt magnetische Flussdichten zu streuen, kann entsprechend in der B(H)-Kurve abgelesen werden. Bild 2: Entmagnetisierungskurve mit Arbeitspunkten 2.3 Isotropie und Anisotropie Magnetmaterialien können während der Herstellung mit einer Vorzugsrichtung, einer sogenannten Anisotropierichtung, ausgestattet werden. Dazu werden beispielweise statische Magnetfelder während des Produktionsprozesses eingesetzt, die allerdings nicht ausreichen, um den Magneten zu magnetisieren. Man erhält also trotzdem einen unmagnetisierten Rohmagneten. Ein anisotropes Material kann nur entlang seiner Anisotropierichtung magnetisiert werden. Äußere Felder, die senkrecht zur Anisotropie des Magneten stehen, führen zu keiner Änderung der Magnetisierung des Magneten. Für Felder, die nicht ideal parallel zur Anisotropierichtung sind, ist eine Vektorprojektion des magnetisierenden Feldes auf die Anisotropierichtung durchzuführen. Der Winkel der Anisotropierichtung und die Homogenität innerhalb des Magnetmaterials können nicht mehr durch die Magnetisierung verändert werden. Durch die Einstellung einer Vorzugsrichtung, kann das Magnetmaterial eine deutlich höhere Remanenz und damit ein deutlich höheres Energieprodukt erreichen, weshalb in Rotoren zumeist anisotrope Blockmagnete eingesetzt werden. Isotrope Magnetmaterialien weisen keine Vorzugsrichtung auf und können in beliebiger Richtung oder Form, auch ganz ohne Bezug zu den eigenen geometrischen Abmessungen, magnetisiert werden. Natürlich muss für ein entsprechendes Ergebnis trotzdem eine Überlegung zum Arbeitspunkt der entsprechend magnetisierten Magnetvolumen angestellt werden. Andernfalls wird zwar mit einer bestimmten Feldverteilung magnetisiert, aber die magnetische Antwort kann stark von den Erwartungen abweichen. Isotrope Materialien werden eher im Bereich Sensoren oder bei Bauteilen eingesetzt, bei denen die Form der Streufelder eine besonders große Rolle spielt. Durch geeignete Magnetisiervorrichtungen können z.B. besonders geräusch- oder rastmomentoptimierte Rotortopologien hergestellt werden. 281 24 Spezielle Magnetisiertechnologie für optimierte Fertigungsabläufe 3 Anforderungen an die Magnetisierung In der Regel handelt es sich bei permanenterregten Synchronmaschinen um komplexe Motoren, die aus einer Vielzahl von Bauteilen zusammengesetzt werden. Jede Baugruppe hat dabei eigene Anforderungen an Präzision, Handling und Sauberkeit des Aufbauprozesses. Die Magnetisierung ist typischerweise ein Kernprozess, da die Funktion des Motors im Allgemeinen, sowie die Performance im Speziellen, direkt davon abhängen. Eine auf den Prozess abgestimmte und optimierte Magnetisiertechnologie erleichtert die Produktion der vollständigen Maschine enorm und integriert die gestellten Anforderungen möglichst spät in den Produktionsprozess. Als Kernprozess ist die Magnetisierung maßgeblich dafür verantwortlich, dass die produzierten Maschinen die Eigenschaften aufweisen, die für den Einsatz des Motors erforderlich sind. Typischerweise werden die Motoren für ganz bestimmte Anwendungen konzipiert, optimiert und weiterentwickelt. Erst danach wird der Motor produziert, wobei das Serienprodukt so nah wie möglich an den Konzeptstudien sein sollte. Der Aufbau dieser Prototypen erfolgt meist langsam, in geringer Stückzahl und mit großem Aufwand. Es werden häufig vormagnetisierte Magnete verwendet, die somit von der Magnetisiertechnologie unabhängig sind. Ggfs. wird mit, höchstens für das Labor geeigneten, Magnetisiervorrichtungen gearbeitet, die in der Regel nur eine sehr kleine Anzahl an Magnetisierungen aushalten. Die Magnetisiertechnologie in der Fertigung muss hingegen eine kontinuierliche Fertigung aushalten und dennoch die aus den Studien abgeleiteten Anforderungen durch das Endprodukt erfüllen. 3.1 Sättigung und Stabilität Wichtigste Kenngröße bei der Magnetisierung von Dauermagneten ist die Sättigung des Magneten. Von der Sättigung hängt ebenfalls die Stabilität des Magneten über seine Lebenszeit ab, sodass für ein haltbares und funktionsfähiges Produkt ein hoher Grad an Sättigung bei der Magnetisierung zu erreichen ist. Nur ein gesättigter Magnet weist in seiner J(H)-Kurve einen typischen, dem Datenblatt entsprechenden, Verlauf mit ausgeprägtem Kniepunkt auf. Gleichzeitig ist die Sättigung nicht für die Güteklasse des Materials verantwortlich. Hierbei handelt es sich allein um Eigenschaften des Materials, hauptsächlich beeinflusst durch die Zusammensetzung und den Herstellungsprozess. Ein Rohmagnet ist, trotz einer möglichen Anisotropierichtung, unmagnetisch und muss durch ein außen angelegtes Feld aufmagnetisiert werden. Zur besseren Vorstellung ist es zunächst zulässig, wenn auch deutlich vereinfacht, sich innerhalb des Magneten sogenannte Elementarmagnete vorzustellen, die durch das außen angelegte Feld ausgerichtet werden. Aufgrund unterschiedlicher Größe und Position im Materialgefüge sind unterschiedliche Feldstärken zur Ausrichtung notwendig. Die Magnetisierung folgt dabei typischerweise einer Art S-Kurve, weshalb der Energieeinsatz für die letzten Prozentpunkte des Sättigungsgrads besonders hoch ist. Bei der Messung der Aufmagnetisierungskurve im B(H)-Diagramm ist die Sättigung des Materials erreicht, wenn die Kurve parallel der Gerade µ 0 *H verläuft. Bei der Messung der Polarisation J im J(H)-Diagramm, wird sich die Kurve asymptotisch einem Grenzwert nähern. Wird nach der Magnetisierung in Sättigung die äußere Feldstärke reduziert, verläuft die gemessene Kurve entsprechend ihrer Hysterese. Der Schnittpunkt mit der Ordinate, also sobald die äußere Feldstärke verschwindet, nennt man die Remanenz B R . 282 24 Spezielle Magnetisiertechnologie für optimierte Fertigungsabläufe Bild 3: B(H) und J(H) eines AlNiCo im PERMAGRAPH In elektrischen Maschinen wird häufig, besonders zur In-Situ Magnetisierung von Zusammenbaugruppen wie fertigen Rotorpaketen, ein Impulsmagnetisierverfahren eingesetzt. Magnetismus wird zwar in der Physik als ein makroskopischer Quanteneffekt bezeichnet, ist aber aus Sicht technischer Produktionsumgebungen eher ein mikroskopischer Effekt, welcher den makroskopischen, äußeren Impulsfeldern hinreichend schnell folgt. Somit durchläuft das Material auch im Fall eines gepulsten Feldes seine Hystereseschleife in Abhängigkeit des äußeren Feldes. 3.2 Einfache Prozessstrukturen Zur Magnetisierung muss der Magnet einem äußeren Magnetfeld ausgesetzt werden. Dabei kann der Magnet entweder einzeln magnetisiert und dann verbaut werden, oder die vormontierte Baugruppe wird in einem speziell angefertigten Werkzeug, der Magnetisiervorrichtung, magnetisiert. Erfahrungsgemäß ist das Handling einzelner, magnetisierter Magnete sehr schwierig und mit einigem Ausschuss verbunden. Nur in ganz speziellen Einzelfällen bleibt die Einzelmagnetisierung die Ultima Ratio. Die Magnetisierung, insbesondere die In-Situ Magnetisierung ganzer Baugruppen im Impulsmagnetisierverfahren, ist dagegen ein einfacher Prozess, der sich relativ leicht in übliche Produktionsabläufe integrieren lässt. Ein Rotor sollte vorher beispielsweise möglichst weit aufgebaut und gewuchtet werden. Bestenfalls sind alle spanabhebenden Prozessschritte abgeschlossen, bevor der Rotor magnetisiert wird. Dadurch können Sauberkeitsanforderungen vergleichsweise einfach eingehalten werden. Zur Magnetisierung wird der Rotor in einer kundenspezifisch angefertigten Magnetisiervorrichtung platziert. Bei den Vorrichtungen von Magnet-Physik handelt es sich hierbei um betriebs- und bediensichere, passive Werkzeuge, die an einen Impulsmagnetisierer als Stromquelle angeschlossen werden. Die Baugruppe wird innerhalb der Vorrichtung platziert, der Impuls ausgelöst und das magnetisierte Teil kann entnommen und bspw. in den Stator eingesetzt werden. 283 24 Spezielle Magnetisiertechnologie für optimierte Fertigungsabläufe Da die Stromimpulse im Bereich von Millisekunden liegen und damit auch die Magnetisierung durch die erzeugten magnetischen Felder sehr schnell geht, ist die Verweildauer von Bauteilen in der Magnetisierstation entsprechend kurz. Zu der eigentlichen Dauer des Stromimpulses kommen aber noch Kühl- und Ladezeiten für die stromführenden Teile und die Kondensatoren. Diese Zeiten sind deutlich länger als die Stromimpulse, dafür können die Ladezeiten durchaus für Entnahme und Positionierung des nächsten Teils genutzt werden. Um sowohl für kleine Stückzahlen sowie schnelle, vollautomatisierte Produktionen in kürzester Taktzeit Lösungen bieten zu können, werden verschiedene Arten der Kühlung eingesetzt. Die einfachsten Vorrichtungen sind ungekühlt, die Taktzeit wird über die abgestrahlte und per Konvektion abgegebene Wärme definiert. Für schnellere Abläufe können luftgekühlte Systeme eingesetzt werden, die aber zumeist stark von der Umgebungstemperatur abhängig sind. Am effizientesten ist eine Wasserkühlung mit rückgekühltem Kühlkreislauf. Hiermit lassen sich schnellste Taktzeiten umsetzen, wobei die Lebensdauer eher verlängert wird, da das Temperaturniveau in der Magnetisiervorrichtung konstant gehalten werden kann. Praktischerweise können in viele Magnetisiervorrichtungen von Magnet-Physik Messwicklungen integriert werden, die bei der Entnahme des Teils schon die Magnetisierung prüfen. Dazu wird typischerweise ein elektronisches Fluxmeter wie das EF5 eingesetzt, welches den Summenfluss aller Magnete erfasst. Es erfolgt also eine Messung und Überwachung des Rotors und der eingebauten Magnete. Zusammen mit der Stromüberwachung im Impulsmagnetisiergerät kann der Prozess sehr genau kontrolliert werden. Da der Magnetisierstrom und das magnetisierende Feld direkt proportional sind, können so die Vorrichtung und das magnetisierende Feld selbst überwacht werden. 3.3 Sauberkeit Die Magnetisierung ist ein sauberer, berührungsloser Prozess, da keine Späne, Stäube oder Beschädigungen von Teilen entstehen. Ein magnetisierter Magnet ist allerdings ein Sammelwerkzeug für alle ferromagnetischen Partikel. Daher ist es empfehlenswert den Magnetisierprozess so spät wie möglich in die Montagelinie zu integrieren. Idealerweise wird bspw. ein Rotor vollständig aufgebaut, magnetisiert und gemessen und anschließend direkt im Stator verbaut. Eine Kontamination mit bspw. Stahlpartikeln lässt sich so effektiv vermeiden. Die Reinigung magnetisierter und verschmutzter Teile ist dagegen ein sehr aufwändiger und unsicherer Prozess. 3.4 Wiederholbarkeit Die von Magnet-Physik entwickelten Magnetisierprozesse liefern eine sehr hohe Wiederholbarkeit. Besonders weil es sich bei der Magnetisiervorrichtung um ein passives Teil handelt, welches das benötigte Feld formt und in das entsprechende Bauteil bringt, ist hier keine Veränderung von Impuls zu Impuls oder über Zeit zu erwarten. Außerdem kann der wichtigste Einflussfaktor, der Magnetisierstrom, bequem im Impulsmagnetisierer überwacht werden. Die Auslegung und der Betrieb der Vorrichtung innerhalb der vorgegebenen Spezifikationen ist natürlich entscheidend für einen langen Einsatzzeitraum. Nichtsdestoweniger ist es nicht sinnvoll von Alterung im herkömmlichen Sinn zu sprechen. Durch Fehlbedienung oder schlechte Positioniergenauigkeiten beim Bestücken kann eine Magnetisiervorrichtung beschädigt werden, dennoch werden alle Teile 284 24 Spezielle Magnetisiertechnologie für optimierte Fertigungsabläufe bis hin zum Vorletzten innerhalb der Spezifikation magnetisiert werden. Eine kontinuierliche Abnahme der Magnetisierungsfeldstärke aufgrund von Alterung findet nicht statt. Um auch eine vergleichbare Magnetisierung von mehreren Vorrichtungen gleicher Bauart zu gewährleisten, werden bei Magnetisiervorrichtungen von Magnet-Physik entscheidende Teile mit höchster Genauigkeit maschinell gefertigt. 4 Arten der Magnetisierung Magnetisierungen lassen sich grundsätzlich in die folgenden Arten unterscheiden. 4.1 Axiale Magnetisierungen Die einfachste Art der Magnetisierung ist die axiale Magnetisierung, wobei hier die Namensgebung vorranging an die Bauform der Magnetisiervorrichtung angelehnt ist. Es handelt sich um eine axial gewickelte Spule, das Feld ist also parallel zur Achse der Spule. Der Spulenkörper kann alternativ auch um andere Formen gewickelt werden. Je nach Magnetgeometrie sind aus energetischen Überlegungen rechteckige oder ovale Öffnungen besser geeignet, auch wenn hier die mechanischen Belastungen deutlich größer sind. Es wird nur ein Polpaar erzeugt, da das Feld in einer Richtung durch die Öffnung der Vorrichtung zeigt. Typischerweise können so Einzelmagnete beliebiger Form bspw. Blockmagnete oder diametrale Ringmagnete magnetisiert werden. Diese Vorrichtungen können entsprechend robust gebaut werden, sodass selbst magnetisierende Flussdichten von bis zu 10 T im Fertigungsablauf möglich sind. Bild 4: Axiale Magnetisiervorrichtung 285 24 Spezielle Magnetisiertechnologie für optimierte Fertigungsabläufe 4.2 Radiale, mehrpolige Magnetisierungen Radiale Magnetisierungen können von innen oder von außen auf Baugruppen oder Einzelmagnete aufgebracht werden. Im Allgemeinen gibt es für die meisten Anforderungen sinnvolle technische Lösungen, die gut für die Serienproduktion geeignet sind. Die Spannbreite der Vorrichtungsgrößen beginnt bei kleinsten Sensoren mit wenigen Millimetern Durchmesser, führt über typische Rotorgrößen zwischen 30 mm und 150 mm Durchmesser bis hin zu großen Antrieben und Generatoren. Grundsätzlich lassen sich dabei die allermeisten Rotortopologien In-Situ, also im Zusammenbau magnetisieren. Zielsetzung ist immer, alle Magnete in einem Impuls aufzumagnetisieren. Dadurch lassen sich ungünstige Feldüberlagerungen sowie große, unausgeglichene Kraftwirkungen vermeiden. Ein durch eine schwierige Geometrie erhöhter Energiebedarf oder besonders komplexe Vorrichtungen, die nur mit speziellen Impulsmagnetisierern betrieben werden können, sind häufig die günstigere und zuverlässigere Wahl verglichen mit einer Fertigung mit vorab magnetisierten Magneten. Je nach geforderter Taktzeit und zur Verringerung der Impulsmagnetisierergröße kann außerdem die Vorrichtung in axialer Länge verkürzt werden, sodass ein gesamter Rotor in mehreren axialen Schritten magnetisiert wird. Dadurch kann eine Produktionslinie auch flexibel auf unterschiedliche Bauteillängen oder Verschränkungswinkel reagieren, wenn beispielweise Motoren eines Baukastens hergestellt werden. Bild 5: Radiale Magnetisierungen 4.3 Magnetisierung „On-The-Face“ Magnetisierungen auf der Oberfläche, also in einer Ebene, werden häufig für Sensoren, magnetische Kupplungen oder streifenförmige Magnetisierungen eingesetzt. Hierbei werden beispielsweise auf der Stirnseite eines Zylinders oder eines Geberrads Pole magnetisiert, die später zur Messung der Drehzahl verwendet werden können. 286 24 Spezielle Magnetisiertechnologie für optimierte Fertigungsabläufe Die Polverteilungen können fast beliebig an Anwendungen angepasst werden, sodass wechselnde Polbreiten, Indexpole oder spezielle Muster hergestellt werden können. Dazu werden Simulationen eingesetzt, die auch die magnetische Antwort des Magnetmaterials nach der Magnetisierung berechnen. Besonders im Vergleich mit schreibenden Verfahren, welche im Bereich der Sensortechnik auch etabliert sind, überzeugen Impulsmagnetisierungen durch einen sehr einfachen Prozess mit hoher Wiederholgenauigkeit, obwohl die Anforderungen an die Automatisierung deutlich kleiner sind. Für besonders scharfe Polübergänge und möglichst große Eindringtiefen kann hoch spezialisierte Impulstransformatortechnologie von Magnet-Physik eingesetzt werden, um mit sehr hohen Strömen möglichst nah an den Bauteilen zu magnetisieren. Dadurch lassen sich auch Seltenerd-Magnete mit hohen Anforderungen an die Sättigungsfeldstärke mit beliebigen Mustern magnetisieren. Eine weitere Einsatzmöglichkeit ist die Magnetisierung von Scheibenläuferrotoren die mit konventionellen Lösungen nur sehr schwer erfolgreich umgesetzt werden kann. Beliebt ist hierbei auch die Kombination eines Rotors mit radialer Magnetisierung und zusätzlichen Sensormagneten am Wellenende. Durch einen geschickten Aufbau können beide Magnetisierungen simultan oder direkt hintereinander, ohne größeren Aufwand für das Handling, erfolgen. Dadurch lässt sich auf dem Sensor leicht die Verknüpfung zur Rotorstellung herstellen. 4.4 Optimierte Vorrichtungen für besondere Anwendungen Durch die transiente, ggfs. dreidimensionale Simulation von Magnetsystemen innerhalb einer Magnetisiervorrichtung, einschließlich der magnetischen Antwort der Magnete, lassen sich in mehreren virtuellen Optimierungsschleifen Vorrichtungen entwickeln, die auch besondere Anforderungen an die erzeugten Streufelder eines Bauteils ermöglichen. Solche Anforderungen können bspw. die Oberwellencharakteristik von Rotoren betreffen. Die von Magnet-Physik selbst auf Basis von ANSYS Solvern entwickelten Simulationsverfahren, sowie spezielle Messungen zur Magnetmaterialcharakterisierung liefern hier schnelle, zuverlässige Ergebnisse ohne den Aufbau von Prototypenvorrichtungen. Nur durch die Magnetisierung kann so Einfluss auf die Geräuschemission und die Rastmomente der elektrischen Maschine genommen werden, ohne mechanische Veränderungen an Bauteilen vornehmen zu müssen. 5 Impulsmagnetisierer Impulsmagnetisierer sind Geräte zur Erzeugung großer Stromimpulse mittels einer Kondensatorentladung. Die Geräte können typischerweise manuell oder aber vollautomatisch betrieben werden. Die Impulsmagnetisiergeräte von Magnet-Physik liefern deshalb zusätzlich zum Touchdisplay verschiedene analoge oder digitale Schnittstellen. Die Geräte sind Berührungssicher, verfügen über eine Öffnungsüberwachung und können in einen externen Not-Aus-Kreis integriert werden. Durch die Spitzenstrommessung werden die angeschlossenen Vorrichtungen überwacht und durch eingestellte Grenzwerte kann ein Defekt an einer Vorrichtung erkannt werden. Typische Ladespannungen sind 1000 V, 2000 V oder bis zu 3000 V, auf welche die Kondensatoren in der Ladephase aufgeladen werden. Nach Eingang des Start-Signals wird der Kondensator über die angeschlossene Magnetisiervorrichtung entladen. Der 287 24 Spezielle Magnetisiertechnologie für optimierte Fertigungsabläufe Magnetisierstrom stellt sich in der Magnetisiervorrichtung in Abhängigkeit der Ladespannung, der Induktivität und des Widerstands ein. Je nach Einsatzzweck und Auslegung des Gesamtsystems erzeugen Impulsmagnetisierer entweder eine sinusförmige Magnetisierstromkurve, von der nur die erste Halbwelle genutzt wird, oder eine Kurve mit aperiodisch gedämpftem Verlauf. Bild 6: Impulsmagnetisierer X-Serie für aperiodisch gedämpften Stromverlauf Impulsmagnetisiergeräte mit sinusförmiger Stromkurve liefern einen kürzeren Stromimpuls und führen damit zu weniger Erwärmung in der Magnetisiervorrichtung. Bei Abgleich- oder Entmagnetisieraufgaben kann außerdem die zweite Halbwelle zur Ladung des Kondensators genutzt werden. Allerdings ist grundsätzlich bei dieser Betriebsart die elektrische Belastung der Kondensatoren höher, wodurch der Alterungsprozess der Bauteile beschleunigt wird. Geräte, die nach dem Prinzip aperiodischer Dämpfung arbeiten, sind dagegen äußerst wartungsarm und die Alterung von Kondensatoren ist fast zu vernachlässigen. Der erhöhte thermische Eintrag in die Magnetisiervorrichtung ist bei Wahl eines geeigneten Kühlverfahrens ebenfalls unproblematisch, wodurch sich insgesamt sehr haltbare Systeme ergeben. Bild 7: Impulsmagnetisierer U-Serie 288 24 Spezielle Magnetisiertechnologie für optimierte Fertigungsabläufe Impulsmagnetisierer sind in verschiedenen Größen verfügbar und werden passend für den jeweiligen Anwendungsfall ausgesucht. Besonders bei größeren Magnetisierern handelt es sich um kundenspezifische Geräte, die häufig Sonderkonfigurationen beinhalten. Um verschiedene Fertigungsabläufe möglich zu machen, können die Geräte z.B. mit umfangreichen Ladeeinrichtungen ausgestattet werden, um auch bei großen Energien kurze Taktzeiten für hohe Produktionsvolumen möglich zu machen. Für flexible Fertigungen bspw. von verschiedenen Rotoren, die in kleineren Stückzahlen gefertigt werden, können mehrere Ausgänge bereitgestellt werden. Damit können unterschiedliche Magnetisiervorrichtungen dauerhaft mit dem Magnetisierer verbunden bleiben. Die Auswahl der aktiven Magnetisiervorrichtung, sowie des dazugehörigen Parametersatzes und der erforderlichen Grenzwerte geschieht automatisch durch die Steuerung des Geräts. Dadurch werden Ausfallzeiten und mögliche Fehler beim Umrüsten von Magnetisiervorrichtungen erheblich reduziert. 289 25 Quo Vadis Elektrofahrzeuge: Rückschau - Status Quo - Vorschau Fabian Schüppel, Jan Gacnik Abstract Since the beginning of the 2010s, the availability of electric vehicles on the market is continuously expanding. After the Nissan Leaf, released in 2010, followed the luxury class Tesla Model S in 2012 and the carbon body BMW i3 in 2013. Meanwhile further electric vehicles were launched, which were based on conventional platforms. Today (2019) the variety of electric vehicles is still growing. In addition to both newly developed vehicles Jaguar i-Pace and the Audi e-tron, second generation BEVs (Nissan Leaf 2017, VW Neo 2019, etc.), which are small or large revision models, have been presented. This paper gives an overview of the concepts and technologies of the first generation BEVs, reflects current developments in recent or emerging electric vehicles and provides an outlook on foreseeable future development trends for electric vehicles as of 2020. The topics covered are vehicle concepts, battery, drivetrain, air conditioning, and E/ E-architecture. Kurzfassung Seit Beginn der 2010er Jahre hat sich das Angebot an Großserienelektrofahrzeugen kontinuierlich erweitert. Nachdem 2010 erschienen Nissan Leaf folgten 2012 das Oberklassefahrzeug Tesla Model S und 2013 der BMW i3 mit einer Karbonkarosserie. Parallel wurden weitere Elektrofahrzeuge auf den Markt gebracht, die auf konventionellen Plattformen basierten und auch heute (2019) wächst das Angebot an Elektrofahrzeugen. Neben vollständig neuen Fahrzeugen (Jaguar i-Pace, Audi e-tron) erscheinen auch die ersten BEVs (Nissan Leaf 2017, VW Neo 2019, …) in der 2. Generation, bei denen es sich nicht nur um kleine oder große Modellüberarbeitungen handelt. Dieser Beitrag gibt einen Überblick der Konzepte und der Technik der ersten Generation BEVs, aktuelle Entwicklungen bei kürzlich erschienen bzw. bald erscheinen Elektrofahrzeugen und einen Ausblick auf absehbare, zukünftige Entwicklungstrends für zukünftige Elektrofahrzeuge (ab 2020). Dabei werden die Themen Fahrzeugkonzept, Batterie, Antrieb, Klimatisierung und Vernetzung behandelt. 1 Fahrzeugkonzepte Die ersten Elektrofahrzeuge waren fast ausschließlich im Segment der Kleinwagen- und Kompaktklasse. Dies äußerst sich auch in der geringen Batteriekapazität (Bild 1). 290 25 Quo Vadis Elektrofahrzeuge: Rückschau - Status Quo - Vorschau Ausnahme ist das Tesla Model S, das 2012 den batterieelektrischen Antrieb ins Oberklassefahrzeugsegment brachte. Die hohe Batteriekapazität von 85 kWh und die geringe Masse pro kWh stechen im Diagramm hervor. Erst ab 2016 mit dem Model X, 2017 mit dem Model 3 und 2018 mit I-Pace, e-tron und Nio ES8 werden auch von anderen Fahrzeugherstellen höhere Segmente bedient. Ein ähnliches Bild zeigt sich beim Baukastenprinzip: Neben dem Model S basiert nur der BMW i3 nicht auf einem konventionellen Fahrzeug. Alle anderen Fahrzeuge sind Conversion Cars bzw. basieren auf einer Multitraktionsplattform, die nicht ausschließlich für Elektroantriebe konzipiert ist. Hieraus ergeben sich Einbußen beim Package, aber auch beim Batteriekonzept, da Batteriegehäuse komplexere Formen haben, um sich dem verfügbaren Platz anzupassen. Dies führt zu erhöhtem Aufwand bei Batterietemperierung und Verschaltung. Neben den genannten Nachteilen der elektrischen Variante von Multitraktionsplattformen ergeben sich auch Nachteile der konventionellen Antriebe, da durch das hohe Batteriegewicht die Fahrzeugauslegung (Fahrwerk, Safety, etc. und daraus resultierende Packageanforderungen) des konventionellen Fahrzeugs überdimensioniert ist. Andererseits reduzieren Multitraktionsplattformen die Plattformvarianten und erhöhen die Flexibilität bei noch unbekannter Verteilung der Antriebsarten in der Zukunft. Bild 1: Übersicht batterieelektrischer Fahrzeuge seit 2010. Darstellung von Batteriekapazität und Batteriekapazität bezogen auf die Fahrzeugmasse Eine scharfe Trennung zwischen Conversion Cars und Purpose Design ist mit der Einführung von Multitraktionsplattformen und Baukastensystemen nicht mehr möglich. Auch bei einem Purpose Design wird auf bestehende Baukästen und damit auch Plattformanforderungen zugegriffen. Genauso ist ein reines Conversion Car mit nennenswerter Batteriekapazität nicht möglich, sodass zumindest zur Integration der Batterie geometrische Anpassungen notwendig sind. 0 20 40 60 80 100 120 2010 2012 2014 2016 2018 2020 [kWh] bzw. [kg/ kWh] Battery Capacity [kWh] Vehiclemass/ kwh 291 25 Quo Vadis Elektrofahrzeuge: Rückschau - Status Quo - Vorschau Entsprechend der Zunahme der Batteriekapazität, des Fahrzeugtyps (Zunahme an SUVs) und des Fahrzeugsegments nimmt auch die Masse zu (Bild 2). Bild 2: Übersicht Masse BEV 2 Traktionsbatterie Die Traktionsbatterie ist der wichtigste masse-, package-, kosten- und leistungsbestimmende Faktor eines Elektrofahrzeugs. Gleichzeitig bietet die Batterie eine hohe Anzahl an Freiheitsgraden: - Bauart (Matratze, T-Bone, H, Z, zweite Ebene …) - Chemie (NMC, NCA, Li-Luft, Festkörperelektrolyt …) - Zellart (Pouch, Zylinder, Prismatische Zellen) - Gesamtkapazität - Zellkapazität - Lade- und Entladeleistung - Verschaltung und Spannungsniveau Gesamtsystem - Heiz- und Kühlmethoden - Modulaufbau - Anzahl der Varianten (klein, groß …) - Wartungskonzepte (inkl. Wechselbatterien) - Kosten (inkl. Mietmodelle) usw. Die Freiheitsgrade beeinflussen sich untereinander. Zusätzlich hat das Batteriekonzept unmittelbare Auswirkungen auf das Batteriemanagementsystem, die Battery 500 700 900 1.100 1.300 1.500 1.700 1.900 2.100 2.300 2.500 2010 2011 2012 2013 2014 2015 2016 2017 2018 2019 2020 [kg] 292 25 Quo Vadis Elektrofahrzeuge: Rückschau - Status Quo - Vorschau Junction Box und weitere Hochvoltkomponenten (Leistungselektronik, Antriebsmaschinen, Ladegerät …). Zum heutigen Zeitpunkt ist kein Batteriekonzept marktbeherrschend, da zugleich Randbedingungen aus dem Gesamtfahrzeug berücksichtigt werde müssen. Bei Betrachtung der Marktlage werden hauptsächlich Matratzenbatterien (bei Purpose Design), teilweise mit zweiter Ebene unter der Rücksitzbank (bzw. vorne bei Tesla Model S/ X), verwendet. Eine NMC-Chemie wird fast ausschließlich verwendet, wobei der Kobalt-Anteil stetig verringert wird (bis hin zu kobaltfreien Zellen). Ausnahme ist hier nur Tesla mit NCA-Zellen. Eine Industrialisierung von Lithium-Luft oder Festkörperelektrolytzellen ist aktuell nicht absehbar. Größtenteils werden Pouchzellen genutzt und die Gesamtkapazität liegt bei 60 kWh (Bild 1). Für 400 V Systeme werden meistens 96 Zellen in Reihe geschaltet, 800 V Systeme werden dementsprechend etwa die doppelte Anzahl serieller Verschaltungen haben. Die Zellgröße nimmt zu, was aber auch durch die steigende Energiedichte begründet ist. Um das Zielspannungsniveau zu erreichen, muss die Gesamtkapazität mindestens aus 96 Zellen zusammensetzt werden. Falls aus Sicherheitsgründen mehrere Stränge verwendet werden sollen, muss die Zellkapazität durch die Anzahl der Stränge dividiert werden. Mit Zunahme der Spannung muss ebenfalls die Zellgröße verringert werden (z.B. bei 196s Verschaltung) und Gleiches gilt, wenn verschiedenen Batteriegesamtkapazitäten konstanter Zellkapazität angeboten werden sollen. Wenn das Spannungsniveau nicht verändert werden soll, kann dies nur durch Weglassen bzw. Hinzunehmen eines Strangs erreicht werden. Bild 3: Entwicklung der gravimetrischen Energiedichte von Elektrofahrzeugbatterien Bei der Zellgröße muss ein individueller Kompromiss gefunden werden: Große Zellen bedeuten tendenziell geringere Kosten pro kWh und verringern die Komplexität beim 0,00 2,00 4,00 6,00 8,00 10,00 12,00 14,00 16,00 2010 2011 2012 2013 2014 2015 2016 2017 2018 2019 2020 Batterycapcity/ Batterymass [kWh/ kg] 293 25 Quo Vadis Elektrofahrzeuge: Rückschau - Status Quo - Vorschau Batteriesystem (Bsp. BMW i3 mit 96 Zellen), jedoch sprechen bspw. Kühlmöglichkeiten und variable Gesamtkapazität für kleinere Zellen (Tesla Model S mit 8.256 Zellen). Bei den AC-Ladeleistungen werden größtenteils nur etwa 10 kW angeboten. Teilweise wird optional die doppelte Ladeleistung angeboten. Selbst bei großen Batterien ist mit 10 kW über Nacht eine Vollladung möglich. Für Ladevorgänge bei Fahrtunterbrechungen sind deutlich höhere Leistungen notwendig. DC-Ladeleistungen lagen anfangs mit CCS und Chademo bei etwa 50 kW. Für höheren Ladegeschwindigkeiten ist auch eine aktive Kühlung der Batterie notwendig, sodass passiv gekühlte Batterien bis etwa 60 kWh mit maximal 50 kW geladen werden können. Größere Batterien können mit Leistungen von über 100 kW geladen werden. [1], [2], [3], [4] 3 Antrieb Beim Antrieb bestehend aus E-Maschine und Leistungselektronik, ist die Varianz am Markt geringer, aber dennoch vorhanden. Der anfängliche Wettkampf zwischen Synchron- und Asynchronmaschinen ist zu Gunsten der Synchronmaschinen entschieden. Effizienzvorteile, Verringerung des Permanentmagnetbedarfs und die Verbesserung der Drehzahlfestigkeit der PSM sind die Hauptgründe. Bei Mehrachsantrieben bleiben Asynchronmaschinen für die zweite Achse interessant, da sie ein geringeres Widerstandsmoment beim unbestromten Betrieb besitzen. Der im Model 3 und ab 2019 auch im S/ X eingesetzte Reluktanzmotor (mit Permanentmagneten) wird höchstwahrscheinlich einen weiteren Innovationshub im Bereich E-Maschinen initiieren. Bild 4: Entwicklung der Antriebs- und Ladeleistung Der Verbauort der Antriebe ist fast immer radnah und achsparallel, koaxiale Antriebe werden nur vereinzelt genutzt. Über das achsparallele Getriebe wird die Drehzahl etwa um den Faktor 10 reduziert, um die Vorteile von Hochdrehzahlmaschinen nutzen zu 0,00 100,00 200,00 300,00 400,00 500,00 600,00 2010 2011 2012 2013 2014 2015 2016 2017 2018 2019 2020 [kW] Max. Charge Power Power (Peak) [kW] 294 25 Quo Vadis Elektrofahrzeuge: Rückschau - Status Quo - Vorschau können (wobei ASM eher größere Untersetzungen und Drehzahlen besitzen). Mehrganggetriebe haben sich bisher nicht durchgesetzt und wurden/ werden nur sehr vereinzelt bei Fahrzeugen mit sehr hohen Höchstgeschwindigkeiten verwendet (BMW i8 und Porsche Taycan). Bisher wurden bei Serienfahrzeugen noch nicht mehrere Motoren pro Achse eingesetzt. Die Vorteile der radindividuellen Drehmomentverteilung liegen auf der Hand, stehen jedoch regelungstechnischen Herausforderungen und der Funktionalen Sicherheit gegenüber. Es ist abzusehen (bzw. angekündigt), dass dies bald Einzug in die Serie finden wird. Im Gegensatz dazu finden Radnabenmotoren keine Verwendung in Serienfahrzeugen. Hohe ungefederte Massen, schwierige Integration von Getrieben und Bremssystemen und der Verbau von Hochspannungsbauteilen im Crashbereichen stehen dem anfangs vielversprechenden Ansatz im Weg. Analog zum Batteriekapitel ist auch beim Antrieb das Spannungsniveau noch nicht endgültig entschieden. Hier stehen sich Hochstrom- und Hochspannungskonzepte gegenüber. Zurzeit überwiegen die Hochstromkonzepte. Bei Teslas 600 kW Peakleistung und 400 V fließen Ströme von 1.500 A (aufgeteilt auf zwei Leistungselektroniken). Beim i-pace und e-tron sind es noch 750 A. Bei einem 800 V System können die Ströme halbiert werden, allerdings um den Preis eines erhöhten Isolationsaufwands. Bei der Auswahl der IGBT ergibt sich neben dem Spannungsniveau beim Material ein zusätzlicher Freiheitsgrad. Das erstmals beim Tesla Model 3 verwendete Siliziumcarbid, bietet gegenüber Silizium-IGBTs vor allem im Teillastbereich Effizienzvorteile. Zusätzlich ließe sich die Schaltfrequenz erhöhen, um die Stromrippel beim Schalten zu verringern. Der Ansatz von Renault, Leistungselektronik und AC-Ladegerät zu verbinden, konnte sich nicht durchsetzen. [5], [6], [7], [8] 4 Heizung / Klimatisierung Heiz- und Klimasysteme von Elektrofahrzeugen sind aufgrund der unterschiedlichen Temperaturniveaus von Innenraum, Motor, Leistungselektronik und Batterie komplexer als solche Systeme konventioneller Fahrzeuge Systeme. Hinzu kommen Zusatzsysteme, wie Wärmepumpen, die bei Fahrzeugen mit Verbrennungsmotor nicht eingesetzt werden. Bei der Batterietemperierung werden bei kleinen Batterien und Antriebsleistungen bis etwa 100 kW passiv gekühlte Batterien verbaut, während größere Batterien (> 60 kWh) flüssigkeitsgekühlt sind. Diese Flüssigkeitskühlung ist mit einer Kompressionskältemaschine gekoppelt, sodass auch auf Temperaturen unter der Umgebungstemperatur heruntergekühlt wird. Der Ansatz von BMW, die Batterie des i3 direkt zu kühlen und zu beheizen, ist gegenüber der Flüssigkeitskühlung seltener vertreten. Durch Verringerung der Wassermenge wird versucht, bei flüssig gekühlten Batterien die Reaktionszeit zu verringern. Allgemeines Ziel bei zukünftigen Kühlsystemen ist es diese zu verschlanken, die Schnelligkeit zu erhöhen, den Regelaufwand und Systemkomplexität hingegen niedrig zu halten. Ein weiterer Entwicklungsschwerpunkt sind Effizienzverbesserungen bspw. durch die schon genannte Wärmepumpe, aber auch direkte Heizung und Kühlung von Lenkrad und Sitzen und geregelter Luftaustausch. Zudem wird versucht Energiebedarf auf die Ladezeit zu verlagern, indem das Fahrzeug vor Fahrtbeginn temperiert wird. Hierfür 295 25 Quo Vadis Elektrofahrzeuge: Rückschau - Status Quo - Vorschau wird die Fahrzeugnutzung prädiktiert, was jedoch relativ detaillierte Informationen über Fahrzeug und Fahrer erfordert. [9] 5 Connected Systems Die Digitalisierung in der Fahrzeugindustrie erhält durch die Elektromobilität einen zusätzlichen Treiber, da neben den von konventionellen Fahrzeugen bekannten Treibern, wie assistiertes Fahren, elektrofahrzeugspezifische Funktionen hinzukommen, bspw. die genannte Prädiktion der Fahrzeugnutzung, aber auch eine Routenplanung die Ladesäulen, -leistungen, -kosten und -dauer mitberücksichtigt. Unter Zuhilfenahme von Wetter- und Flotteninformationen werden Reichweitenprognosen verbessert und damit Reichweitenangst vermindert. Zur Veranschaulichung der Dynamik sind in Tabelle 1 Softwareupdates des Tesla Model S gezeigt. Viele der eingeführten und verbesserten Funktionen betreffen den elektrischen Antriebsstrang, Lade- und Routenplanung sowie das Energiemanagement. Vergleichbares ist bei konventionellen Fahrzeugen mit einer konventionellen E/ E-Architektur nicht realisierbar. Zu erwarten ist, dass zukünftige Elektrofahrzeuge auf neuen, serviceorientieren mehrebenen E/ E-Architekturen basieren. Die starke Vernetzung mit der Infrastruktur und Backend erfordert zudem ein detailliertes Security-Konzept. [10] Tabelle 1: Major Softwareupdates Tesla Model S [11] Datum Ver. Features 09/ 2012 1.x Creep, Remote Access, Driver Profiles 12/ 2012 4.0 Range Mode, Auto Doors Handles, Sleep, Voice Commands 07/ 2013 4.5 Visited Chargers, Superchargers, Charge Limit, Improved BMS 08/ 2013 5.0 Wifi, Tethering, Tow Mode, Improved PMS and Creep Mode 05/ 2014 5.9 Hill Assist, Smart Suspension, Charge Limit, Range Calc 09/ 2014 6.0 Traffic-based Nav, Calendar, Location Based Suspension 01/ 2015 6.1 ACC, Auto High Beam, Collision Warning, Preconditioning, Park Assist 10/ 2015 7.0 Auto Parking, Auto Steer, UI Design 01/ 2016 7.1 Summon, Live-Info Supercharger, Homelink, Autopilot upgrade 09/ 2016 8.0 Media Player, Nav + AP + Voice Command + A/ C Improvements 03/ 2017 8.1 UI Design, AP Improvements 04/ 2018 8.2 Nav Design, new Browser 10/ 2018 9.0 Model 3 UI Design, AP Drive on Nav 08/ 2019 10.0 Video Stream, Games, AP Drive Light, Smart Summon 6 Zusammenfassung Bei Betrachtung vergangener und zukünftiger Elektrofahrzeuge lässt sich ein Wandel zu größeren Fahrzeugen mit hohen Batteriekapazitäten erkennen. Neben der Batteriekapazität nimmt auch die gravimetrische Energiedichte der Batteriesysteme stark zu, trotzdem die Komplexität (Temperierung, Sicherheit) der Systeme ebenfalls zugenommen hat. Die Batterie ist derzeit das System mit den meisten Freiheitsgraden, sodass kein klarer Trend zu einem Konzept zu erkennen ist. 296 25 Quo Vadis Elektrofahrzeuge: Rückschau - Status Quo - Vorschau Bei den Leistungen besteht zurzeit noch ein Unterschied zwischen Laden und Entladen: Während die Antriebsleistung stark angestiegen ist, sind die Fortschritte im Bereich Laden überschaubar. Dies liegt unter anderem an den Herausforderungen an die Kühlung der Batterien beim Schnellladen. Bei der Kühlung des Innenraums konnte durch den Einsatz neuer Technologien die Effizienz erhöht werden, jedoch zum Preis einer gestiegenen Komplexität. Zukünftige Elektrofahrzeuge werden neben Innovation im Antriebsstrang auch eine E/ E-Architektur besitzen, die es ermöglicht, Funktionsupdates over-the-air einzuspielen, um Sicherheit, Komfort und Featureumfang zu erhöhen. Anhang Tabelle 2: Technische Daten Elektrofahrzeuge seit 2010 [12] SoP Battery Capacity [kWh] / Configuration Battery / Total Mass [kg] / [kg] Peak Power/ Torque) [kW] / [Nm] 0 - 100 km/ h / TopSpeed [s] / [km/ h] Consumption NEDC [kWh/ 100km] / Range [km] Max. Charge Power [kW] Mitsubishi i-miev 2010 16 (1p88s) 230 / 1185 49 / 180 (PSM) 15,9 / 130 13 / 150 62,50 Nissan Leaf 2010 24 (2p96s) 270 / 1520 80 / 254 (PSM) 11,9 / 144 15 / 175 44 Renault Fluence 2010 22 250 / 1543 70 / 226 (FSM) 13,1 / 135 14 / 185 BYD E6 2010 61,4 750 / 2380 90 / 450 (PSM) 9,2 / 140 22 / 330 40 Ford Focus Elec. 2011 23,5 (1p86s) 300 / 1630 107 / 250 (PSM) 11,4 / 137 16 / 160 7 Mercedes B ED 2012 28,5 (44p84s) 325 / 1765 132 / 340 (ASM) 7,9 / 160 17 / 200 11 Smart ED 2012 18 (1p93s) 180 / 975 55 / 130 (PSM) 11,5 / 125 15 / 150 22 Tesla S 85 2012 85 (74p96s) 620 / 2120 277 / 600 (ASM) 5,6 / 225 18 / 500 120 Kia Soul EV 2013 27 (2p96s) 270 / 1565 81 / 285 (PSM) 11,5 / 145 15 / 250 50 VW e-up! 2013 19 (2p88s) 230 / 1230 60 / 210 (PSM) 12,4 / 130 12 / 160 50 BMW i3 2013 19 (1p96s) 240 / 1245 125 / 250 (PSM) 7,3 / 150 13 / 300 50 Renault Zoe 2013 22 (2p96s) 290 / 1455 65 / 220 (FSM) / 135 15 / 210 43 VW e-Golf 2014 21 (3p88s) 310 / 1520 85 / 270 (PSM) 10,4 / 150 13 / 190 50 Tesla X P100D 2016 100 (86p96s) 610 / 2468 567 / 658 (ASM) 3,1 / 250 17 / 540 120 BAIC EC180 2016 20,3 41 / 100 Chevy Bolt 2016 60 (3p96s) 485 / 1690 150 / 360 (PSM) 7,3 / 150 13 / 520 50 Smart ED 2016 17,6 (1p96s) / 1080 60 / 160 (FSM) 11,5 / 130 15 / 160 22 Hyundai Ioniq 2017 28 (2p96s) 260 / 1495 88 / 295 (PSM) 9,9 / 165 12 / 280 50 Tesla Model 3 2017 75 (46p96s) 460 / 1850 358 / 639 (xSM) 3,9 / 261 / 560 200 Nissan Leaf 2017 40 (2p96s) 300 / 1535 110 / 320 (PSM) 7,9 / 144 15 / 380 50 VW e-Golf 2017 36 ((3p88s) 310 / 1585 100 / 290 (PSM) 9,6 / 150 13 / 280 40 BMW i3 2018 42,2 (1p96s) 240 / 1245 135 / 250 (PSM) 6,9 / 160 13 / 360 50 Audi e-tron 2018 95 (4p108s) 700 / 2598 300 / 664 (ASM) 5,7 / 200 24 / 410 150 Jaguar i-pace 2018 90 (4p108s) 590 / 2225 294 / 696 (PSM) 4,8 / 200 21 / 540 100 Hyundai Kona 2018 64 (3p98s) 450 / 1760 150 / 395 (PSM) 7,6 / 167 14 / 570 77 Kia Soul 2019 64 (3p98s) 450 / 1800 150 / 395 (PSM) 7,9 / 167 16 / 450 77 MB EQC 2019 80 650 / 2400 300 / 765 5,1 / 180 22 / 450 115 VW ID3 2019 80 400 / 1800 150 / 310 (A/ PSM) 8 / 160 / 420 125 Nio ES8 2018 84 / 2460 480 / 840 (ASM) 4,4 / 200 / 425 Mini Cooper SE 2019 32,6 / 1365 135 / 270 7,3 / 150 / 250 50 Peugeot 208 2020 50 / 1455 100 / 260 8,1 / 150 / 430 100 297 25 Quo Vadis Elektrofahrzeuge: Rückschau - Status Quo - Vorschau Literatur [1] N.n: “NMC batteries dominating EV - sales to reach 63% of global market”, Mining.com 19.10.2018, http: / / www.mining.com/ nmc-batteries-dominating-ev-salesreach-63-global-market/ [2] Sebastian Schaal: „SVOLT stellt kobaltfreie Lithium-Ionen-Batteriezelle vor‘, electrive.net 15.7.2019: https: / / www.electrive.net/ 2019/ 07/ 15/ svolt-stellt-kobaltfreie-lithium-ionen-batteriezelle-vor/ [3] Christoph Schwarzer: “Batterieentwicklung All Solid State‘, heise online 29.7.2019, https: / / www.heise.de/ autos/ artikel/ Batterieentwicklung-All-Solid- State-4478176.html [4] Sebastian Schaal: Forscher entwickeln Festelektrolyt mit Eigenschaften wie Flüssig-Elektrolyt“, Electrive.net 31.7.2019, https: / / www.electrive.net/ 2019/ 07/ 31/ forscher-entwickeln-festelektrolyt-mit-eigenschaften-wie-fluessig-elektrolyt/ [5] Fred Lambert: „Tesla is upgrading Model S/ X with new, more efficient electric motors“, electrek.co 5.4.2019 [https: / / electrek.co/ 2019/ 04/ 05/ tesla-model-s-newelectric-motors/ ] [6] Steve Bakker: “Tesla Model 3 Motor — Everything I’ve Been Able To Learn About It (Welcome To The Machine)”, Cleantechnica 11.3.2018 https: / / cleantechnica.com/ 2018/ 03/ 11/ tesla-model-3-motor-in-depth/ [7] N. n: „SiCWell“, Elektronikforschung 9/ 2018, https: / / www.elektronikforschung.de/ projekte/ sicwell [8] N.n.: “ Tesla Model 3 Inverter with SiCPower Module from STMicroelectronics”, Systemplus.fr 06/ 2018, https: / / www.systemplus.fr/ wp-content/ uploads/ 2018/ 06/ SP18413-STMicroelectronics-SiC-Module-Tesla-Model3- Inverter_flyer-1.pdf [9] Fabian Schüppel: „Optimierung des Heiz- und Klimakonzepts zur Reduktion der Wärme- und Kälteleistung im Fahrzeug“, Cuvillier Verlag Göttingen 1.7.2015 [10] Jan Weber: „Kontinuierliche Integration und Aktualisierung von Fahrzeugfunktionen“, all-electronics.de 19.04.2018, https: / / www.all-electronics.de/ evolutionaerefahrzeug-architektur-devops/ [11] N.n.: „Model S software/ firmware changelog”, Tesla Motors Club Forum, 10/ 2012, https: / / teslamotorsclub.com/ tmc/ threads/ model-s-software-firmwarechangelog.10820/ [12] Daten der Tabelle sind aus Datenblättern und Internetforen. Der Umfang würde diese Quellenangabe sprengen. 298 Die Autoren Dr. Heinz Schäfer hofer eds GmbH Würzburg Prof. Dr.-Ing. Ansgar Ackva Technologietransferzentrum Elektromobilität Hochschule für angewandte Wissenschaften Würzburg-Schweinfurt Jeongki An, M.Sc. Bosch Rexroth AG Lohr am Main Matthias Beranek, B.Eng./ IWE Industry Management Powertrain TRUMPF Laser- und Systemtechnik GmbH Ditzingen Dipl.-Ing. Dr. Martin Berger MAHLE Powertrain Fellbach Pascal Best, M.Sc. KONVEKTA AG Schwalmstadt Prof. Dr.-Ing. habil. Dr. h.c. Andreas Binder Institut für Elektrische Energiewandlung TU Darmstadt Darmstadt Dipl.-Ing. Hugh Robert Blaxill MAHLE Powertrain North America Plymouth, MI, USA Dipl.-Ing. Uwe Jörg Blume Bertrandt Ingenieurbüro GmbH Gaimersheim Dipl.-Ing. Oliver Bocksrocker R&D Laser Application TRUMPF Laser- und Systemtechnik GmbH Ditzingen Matthias Braband, M.Sc. Institut für energieeffiziente Systeme Hochschule Trier Michael Breuckmann, M.Sc. breuckmann eMobility GmbH Heiligenhaus Dipl.-Ing. Andreas Brunner Institut für Energiesysteme und Elektrische Antriebe Technische Universität Wien Wien Johannes Büdel, M.Eng. Technische Hochschule Aschaffenburg Aschaffenburg Dr. Bartosch Czapnik Konzernforschung Volkswagen AG Wolfsburg Dr.-Ing. Gurakuq Dajaku FEAAM GmbH Neubiberg Prof. Dr.-Ing. Armin Dietz Institut für leistungselektronische Systeme Technische Hochschule Nürnberg Georg-Simon Ohm Nürnberg 299 Die Autoren Dipl.-Ing. Armin Diez ElringKlinger AG Dettingen/ Erms Dr.-Ing. Tobias Engelhardt Dr. Ing. h.c. F. Porsche AG Weissach Dipl.-Ing. Victor Escamilla Porsche Engineering Bietigheim-Bissingen Dr. Florian Fritzsche Bertrandt Ingenieurbüro GmbH Gaimersheim Dr. Jan Gacnik IAV GmbH Gifhorn Dr.-Ing. Yves Gemeinder Institut für Elektrische Energiewandlung TU Darmstadt Darmstadt Dipl.-Ing. Dominik Grosch Porsche Engineering Bietigheim-Bissingen Univ.-Prof. Dr.-Ing. habil. Dr. h c. Kay Hameyer Institut für Elektrische Maschinen (IEM) RWTH Aachen University Dipl.-Ing (FH) Stefan Heinz ATE Antriebstechnik und Entwicklungs GmbH & Co. KG Leutkirch im Allgäu Dr.-Ing. Axel Heitmann Dr. Ing. h.c. F. Porsche AG Weissach Prof. Dr.-Ing. Markus Henke Institut für Elektrische Maschinen Antriebe und Bahnen TU Braunschweig Braunschweig Michael Hoerner, M. Eng. Institut für leistungselektronische Systeme Technische Hochschule Nürnberg Georg-Simon Ohm Nürnberg Prof. Dr.-Ing. Wilfried Hofmann Elektrotechnik und Informationstechnik Technische Universität Dresden Dresden Dr. Malte Jaensch Porsche Engineering Bietigheim-Bissingen Philipp Jankowski, M.Sc. BMZ Batterien Montage-Zentrum GmbH Karlstein am Main Christian Kajinski, M.Sc. hofer powertrain Stuttgart Stefan Kater, B.Eng. (FH) Hochschule für angewandte Wissenschaften Kempten Kempten Prof. Dr.-Ing. Alexander Kleimaier Elektrische Antriebe, Leistungselektronik Hochschule Landshut University of Applied Sciences (FH) Landshut Dr.-Ing. Jürgen Kölch EVA Fahrzeugtechnik München Dipl.-Ing. Johannes Lange Dr. Ing. h.c. F. Porsche AG Weissach Dr. rer. nat. Dipl.-Phys. Mathias Lutz hofer powertrain Stuttgart 300 Die Autoren Sören Miersch, M.Sc. HTW Dresden Dresden Dipl.-Ing. (TU) Florian Miller ABT E-Line GmbH Kempten Jakob Mooser Jakob Mooser GmbH Egling Mooser EMC Technik GmbH Ludwigsburg Thomas Mückenhoff, B.Eng. Bertrandt Ingenieurbüro GmbH Gaimersheim Dr.-Ing. Dipl.-Wi.-Ing. Andreas Neubauer ATE Antriebstechnik und Entwicklungs GmbH & Co. KG Leutkirch im Allgäu Dr.-Ing. Stefan Oechslen Dr. Ing. h.c. F. Porsche AG Weissach Christoph Pasler, B.Eng. hofer powertrain, Stuttgart Florian Pauli, M.Sc. Institut für Elektrische Maschinen (IEM) RWTH Aachen University. Dr. Robert Plikat Konzernforschung Volkswagen AG Wolfsburg Matthias Pohl Müller-BBM VibroAkustik Systeme GmbH Planegg Lino Pott, B.Eng. University of Esslingen a.N. Esslingen Dipl.-Ing. Matthias Puchta Fraunhofer-Institut für Energiewirtschaft und Energiesystemtechnik IEE Kassel Sebastian Raab, M. Eng. Technologietransferzentrum Elektromobilität Hochschule für angewandte Wissenschaften Würzburg-Schweinfurt Prof. Dr.-Ing. Stephan Rinderknecht Institut für Mechatronische Systeme im Maschinenbau TU Darmstadt Darmstadt Prof. Dr.-Ing. Andreas Rupp Hochschule für angewandte Wissenschaften Kempten Kempten Dipl.-Ing. Harald Scheihing hofer powertrain Stuttgart Prof. Dr.-Ing. Matthias Scherer Institut für energieeffiziente Systeme Hochschule Trier René Schmerer, M.Eng. KONVEKTA AG Schwalmstadt David Schmitz, M.Sc. breuckmann eMobility GmbH Heiligenhaus Dipl.-Ing. Michael Schröder Institut für Elektrische Maschinen (IEM) RWTH Aachen University. Prof. Dr. Manfred Schrödl Institut für Energiesysteme und Elektrische Antriebe Technische Universität Wien Wien 301 Die Autoren Dipl.-Ing. Uwe Schuffenhauer HTW Dresden Dresden Prof. Dr.-Ing. Thomas Schuhmann HTW Dresden Dresden Sebastian Schulte, M.Sc. Konzernforschung Volkswagen AG Wolfsburg Dr. Fabian Schüppel IAV GmbH Gifhorn Dr. Michael Schwalm Fraunhofer-Institut für Energiewirtschaft und Energiesystemtechnik IEE Kassel Dr. Michael Sonnekalb KONVEKTA AG Schwalmstadt Dipl.-Ing. Richard Spießberger Institut für Energiesysteme und Elektrische Antriebe Technische Universität Wien Wien Dipl.-Ing. Péter Szilágyi breuckmann eMobility GmbH Heiligenhaus Prof. Dr.-Ing. Johannes Teigelkötter Technische Hochschule Aschaffenburg Aschaffenburg Dipl.-Ing (FH) Wolfgang Thaler ATE Antriebstechnik und Entwicklungs GmbH & Co. KG Leutkirch im Allgäu Sören Tilders breuckmann eMobility GmbH Heiligenhaus Dipl.-Ing. Rupert Tull de Salis MAHLE Powertrain North America Plymouth, MI, USA Andreas Viehmann, M.Sc. Institut für Mechatronische Systeme im Maschinenbau TU Darmstadt Darmstadt Dipl.-Ing. Robert Eugene Vischer MAHLE Powertrain North America Plymouth, MI, USA Felix Wachter, B.Eng. (FH) Hochschule für angewandte Wissenschaften Kempten Kempten. Jonas Walter, M.Sc. MAGNET-PHYSIK Dr. Steingroever GmbH Köln Andreas Wilhelmi, M.Sc. hofer eds GmbH Würzburg Dr.-Ing Thomas Windisch Fraunhofer Institut für Werkzeugmaschinen und Umformtechnik Dresden Sonja Wolf Müller-BBM VibroAkustik Systeme GmbH Planegg Prof. Dr. Ralf Wörner University of Esslingen a.N. Esslingen Dipl.-Ing. Rüdiger Zinke Fraunhofer-Institut für Betriebsfestigkeit und Systemzuverlässigkeit LBF Darmstadt 302 ISBN 978-3-8169-3483-7 Hersteller von Fahrzeugen und elektrischen Antriebssystemen sehen sich seit geraumer Zeit immer stärker unter Druck. Neben artfremden Zulieferern und IT-Anbietern, die verstärkt auf den Markt drängen, stellt sie der Umbruch in der Mobilität hin zum autonomen Fahren vor große Herausforderungen. Hohe ASIL-Sicherheitsstandards und Zustandsüberwachung zur Schadensfrüherkennung werden in Zukunft die Entwicklungen maßgeblich beeinflussen. Neben den etablierten HIL-Simulationsverfahren werden verstärkt sogenannte hardwarenahe Power-HIL (PHIL) Testsysteme erforderlich, um bereits frühzeitig in der Entwicklung hardwarenahe Tests wie „Fault Injections“ und „Unexpected Events“ durchführen zu können. Gleichzeitig erwarten die Automobilhersteller wettbewerbsfähige und hochinnovative Antriebssyteme. Aus dem Inhalt: • Elektrische Maschinen • Elektrische Antriebe • Energiespeicher • Fertigung elektrischer Maschinen Zielgruppe Führungs- und Fachkräfte aus der Automobilindustrie (PKW/ NKW) und der Automobiltechnik - Zulieferindustrie, Experten aus den Bereichen Elektrische Maschinen und Antriebe, Prüf- und Testsysteme, Leistungselektronik, Energiespeicher, Bordnetze und Mechatronik, Lehrende und Studierende an Universitäten und Fachhochschulen insbesondere in den Bereichen Maschinenbau und Fahrzeugtechnik. Haus der Technik Fachbuch Band 149 Herausgeber: Prof. Dr. Werner Klaffke HEINZ SCHÄFER (HRSG.) Elektrische Antriebstechnologie für Hybrid- und Elektrofahrzeuge Elektrische Antriebstechnologie für Hybrid- und Elektrofahrzeuge HEINZ SCHÄFER (HRSG.) UND 79 MITAUTOREN 63483_Umschlag.indd Alle Seiten 21.08.2019 14: 16: 32